 |
Рандомизация. Рандомизация данных является первой операцией, выполняемой в системе DVB-Т (см. рисунок 2.1). Ее цель – превратить цифровой сигнал в квазислучайный и тем самым решить две важные задачи. Во-первых, это позволяет создать в цифровом сигнале достаточно большое число перепадов уровня и обеспечить возможность выделения из него тактовых импульсов (такое свойство сигнала называется самосинхронизацией). Во-вторых, рандомизация приводит к более равномерному энергетическому спектру излучаемого радиосигнала (как известно, спектральная плотность мощности случайного шума постоянна на всех частотах, поэтому превращение сигнала в квазислучайный способствует выравниванию его спектра). Благодаря равномерному спектру повышается эффективность работы передатчика и минимизируется мешающее действие радиосигнала цифрового телевидения по отношению к аналоговому ТВ сигналу, излучаемому другим
передатчиком в том же канале.
Рисунок 4.3 – Адаптация транспортных пакетов MPEG-2
Рандомизации предшествует операция адаптации цифрового потока, представляющего собой последовательность транс портных пакетов МРЕG-2 (рисунок 4.3).
Пакеты, имеющие общую длину 188 байтов (синхробайт, записываемый как число 47 в шестнадцатеричной форме или 01000111 – в двоичной, и 187 байтов передаваемых данных), объединяются в группы по восемь пакетов. Синхробайт первого пакета группы инвертируется, образуя число 101110002 = В816. Собственно рандомизация осуществляется путем сложения по модулю 2, то есть посредством логической операции «исключающее ИЛИ». (ХОR) цифрового потока данных и двоичной псевдослучайной последовательности PRBS (P seudo R andom B inary S equence).
Генератор последовательности PRBS построен на базе 15-разрядного регистра сдвига охваченного цепью обратной связи (рисунок 4.4).
Рисунок 4.4 – Структурная схема устройства рандомизации данных
Для того чтобы формируемая последовательность лишь походила на случайную и в приемнике можно было бы восстановить передаваемые данные, в начале каждого восьмого пакета производится инициализация генератора PRBS путем загрузки в него числа 100101010000000. Первый после инициализации бит псевдослучайной последовательности PRBS складывается с первым битом первого байта транспортного потока, следующего за инвертированным байтом синхронизации. Байты синхронизации транспортных пакетов не должны рандомизироваться. Для упрощения работа генератора PRBS не прекращается во время всех восьми пакетов, но в интервале синхробайтов сложение с псевдослучайной последовательностью не производится (для этого используется сигнал разрешения) и синхробайты остаются нерандомизированными. Таким образом, длительность псевдослучайной последовательности оказывается равной 1503 байтам (187 + 188×7 = 1503).
Восстановление исходных данных на приемной стороне осуществляется с помощью такого же генератора PRBS, который инициализируется в начале каждой группы из восьми пакетов адаптированного транспортного потока (на начало группы указывает инвертированный синхробайт пакета).
Внешнее кодирование и перемежение. В системе внешнего кодирования для защиты всех 188 байтов транспортного пакета (включая байт синхронизации) используется код Рида-Соломона. В процессе кодирования к этим 188 байтам добавляется 16 проверочных байтов (рисунок 4.5).
Рисунок 4.5 – Формирование пакетов данных с защитой от
ошибок с памятью внешнего кода Рида-Соломона RS (204, 188)
При декодировании на приемной стороне это позволяет исправлять до восьми ошибочных байтов в пределах каждого кодового слова длиной 204 байта.
Внешнее перемежение осуществляется путем изменения порядка следования байтов в пакетах, защищенных от ошибок. В соответствии со схемой, показанной на рисунке 4.6, перемежение выполняется путем последовательного циклического подключения источника и получателя данных к двенадцати ветвям, причем за одно подключение в ветвь направляется и из ветви снимается 1 байт данных.
Рисунок 4.6 – Структурная схема устройства внешнего перемежения данных
В одиннадцати ветвях включены регистры сдвига, содержащие разное количество ячеек (каждая ячейка хранит байт данных) и создающие увеличивающуюся от ветви к ветви задержку. Входной и выходной ключи синхронизированы. Интересно, что предложенная схема не нарушает периодичность и порядок следования байтов синхронизации. Первый же синхробайт направляется в ветвь с номером 0, которая не вносит задержки. После семнадцати циклов коммутации ключей через устройство пройдет 204 байта (12×17 = 204, что совпадаете длиной кодового слова, в которое превращается пакет данных после кодирования Рида-Соломона). Следовательно, следующий байт синхронизации опять пройдет через ветвь с нулевой задержкой.
Перемежение является временным перемешиванием байтов данных, в приемнике исходный порядок следования байтов данных восстанавливается. Полезным в перемежении является то, что длинные пакетные ошибки, обусловленные шумами и помехами в канале связи и искажающие последовательно идущие байты данных, в результате обратного перемежения в приемнике разбиваются на небольшие фрагменты и распределяются по разным кодовым словам кода Рида-Соломона. В каждое кодовое слово попадает лишь малая часть пакетной ошибки, с которой легко справляется система обнаружения и исправления ошибок при сравнительно небольшом объеме проверочных данных.
Прямое и обратное перемежения могут выполняться с помощью практически одинаковых схем, но только порядок изменения задержки в ветвях схемы обратного перемежения в приемном устройстве должен быть изменен на противоположный (рисунок 4.6).
Синхронизация устройств прямого и обратного перемежения осуществляется путем направления первого же обнаруженного байта синхронизации через ветвь с номером 0.
Внутреннее кодирование. Внутреннее кодирование в системе вещания DVВ-Т основано на сверточном коде. Оно принципиально отличается от внешнего, которое является представителем блоковых кодов. При блоковом кодировании поток информационных символов делится на блоки фиксированной длины, к которым в процессе кодирования добавляется некоторое количество проверочных символов, причем каждый блок кодируется независимо от других. При сверточном кодировании поток данных также разбивается на блоки, но гораздо меньшей длины, их называют «кадрами информационных символов». Обычно кадр включает в себя лишь несколько битов. К каждому информационному кадру также добавляются проверочные символы, в результате чего образуются кадры кодового слова, но кодирование каждого кадра производится с учетом предыдущих информационных кадров. Для этого в кодере всегда хранится некоторое количество кадров информационных символов, доступных для кодирования очередного кадра кодового слова (количество информационных символов, используемых в процессе сверточного кодирования часто называют «длиной кодового ограничения»). Формирование кадра кодового слова сопровождается вводом следующего кадра информационных символов. Таким образом процёсс кодирования связывает между собой последовательные внутреннего кадры.
Как было уже сказано, скорость внутреннего кода, или отношение числа символов в информационном кадре к общему числу символов, передаваемых в одном кодовом кадре, может изменяться в соответствии с условиями передачи данных в канале связи и требованиями к скорости передачи данных. Чем выше скорость кода, тем меньше его избыточность и тем меньше его способность исправлять ошибки в канале связи.
В)
| r | Структура вычеркивания | Передаваемая последовательность |
| 1/2 | X:1 Y:1 | X1Y1 |
| 2/3 | X:10 Y:11 | X1Y1Y2 |
| 3/4 | X:101 Y:110 | X1Y1Y2X3 |
| 5/6 | X:10101 Y:11010 | X1Y1Y2X3Y4X5 |
| 7/8 | X:1000101 Y:1111010 | X1Y1Y2X3Y4X5Y6X7 |
а) структурная схема устройства сверточного кодирования со скоростью γ = 1/2;
б) кодирование с вычеркиванием;
в) таблица кодирования
Рисунок 4.7 – Схема внутреннего кодирования
В системе DVВ-Т внутреннее кодирование с изменяемой скоростью строится с использованием базового кодирования со скоростью 1/2. Основу базового кодера представляют собой два цифровых фильтра с конечной импульсной характеристикой, выходные сигналы которых X и Y формируются путем сложения по модулю двух сигналов, снятых с разных точек линии задержки в виде регистра сдвига из шести триггеров (рисунок 4.7).
Входные данные последовательно вводятся в регистр сдвига, а из выходных сигналов фильтров после преобразования в последовательную форму создается цифровой поток, в котором биты, следуют друг за другом в два раза чаще, чем на входе (скорость такого кода равна 1/2, так как на каждый входной бит приходятся два выходных).
В режимах с большей скоростью кодирования передается лишь часть генерируемых сигналов Х и Y (передаваемые сигналы и их порядок приведены в таблице рисунка 4.7). Например, при скорости 2/3 двум входным битам ставятся в соответствие и передаются в последовательной форме три выходных сигнала (Х1, У1, У2), а Х2 вычеркивается. При максимальной скорости внутреннего кода, равной 7/8, семи входным битам соответствуют восемь выходных (Х1, У1, У2, У3, У4, Х5, У6, Х7).
Внутреннее перемежение и формирование модуляционных символов. Внутреннее перемежение в системе DVB-Т тесно связано с модуляцией несущих колебаний. Оно фактически является частотным перемежением, определяющим перемешивание данных, которые модулируют разные несущие колебания. Это довольно сложный процесс, но именно он является основой принципов модуляции ОFDМ в системе DVB-Т. Внутреннее перемежение складывается из перемежения битов и перемежения цифровых символов данных. Его первым этапом является демультиплексирование входного потока данных. Непосредственно за перемежением следует формирование модуляционных символов.
Демультиплексирование. Отдельные несущие могут модулироваться с использованием квадратурной фазовой манипуляции QPSK или квадратурной амплитудной модуляции QAM. Сигналы, модулирующие несущую (точнее, синфазное и квадратурное колебания), при таких способах модуляции, являются многоуровневыми, они описываются последовательностями многопозиционных символов, которые называются «модуляционными». В способе QPSK модулирующий сигнал представляет собой последовательность четырехпозиционных символов, выбираемых из алфавита с четырьмя двухразрядными двоичными словами (00, 01, 10, 11), которые определяют фазу модулированного колебания. Для формирования таких символов входной последовательный поток битов надо распределить, или демультиплексироватъ на два субпотока, в каждом из которых тактовая частота будет в два раза меньше, чем на входе (рисунок 4.8).
Для 16-позициошюй квадратурной амплитудной модуляции 16-QАМ надо формировать модуляционные символы в виде 4-разрядных двоичных слов, определяющих фазу и амплитуду модулированного колебания. В этом случае входной поток надо демультиплексироватъ соответственно на четыре субпотока. При использовании модуляции 64-QАМ модуляционные символы представляют собой 6-разрядные слова, поэтому входной поток демультиплексируется на шесть субпотоков.
Входной поток данных демультиплексируется на ν субпотоков (ν = 2 для QPSK‚ ν = 4 для 16-QАМ‚ ν = 6 для 64-QАM). Поток битов Х0, Х1, Х2, Х3,... преобразуется в последовательность слов из ν разрядов (рисунок 2.8). При использовании QPSK два последовательно следующих бита Х0 и Х1 отображаются в слово, представленное в параллельной форме и состоящее из
Рисунок 4.8 - Схема внутреннего перемежения и формирования модуляционных символов
битов b0,0 и b1,0, биты Х2 и X3 – в слово из битов b0,1 и b1,1 и т. д. При модуляции 16-QАМ выполняется следующая структура отображения последовательного потока входных битов в 4-разрядные слова в параллельной форме: X0—b0,0, X1—b2,0, X2—b1,0, X3—b3,0 и т. д. При использовании 64-QАМ каждые шесть последовательно следующих битов отображаются в 6-разрядкое слово аналогичным образом.
Перемежение битов. Перемежение битов представляет собой блочный процесс, то есть оно осуществляется в пределах фиксированной области данных. Перемежение битов выполняется в пределах последовательности из 126 битов субпотока (см. рисунок 4.8). Оно осуществляется только над полезными данными, причем в каждом субпотоке (их максимальное количество равно шести) перемежение соответствует своему правилу. В процессе перемежения в каждом субпотоке формируется входной битовый вектор В(е) = (bе,0, bе,1,..., bе,125) преобразуемый в выходной А(е) = (ае,0, ае,1,..., ае,125), элементы которого определяются как ае,ω = bе,Не(ω) (здесь Нe(ω) – функция перестановки битов, е = 0, 1,..., ν–1, ω = 0, 1, 2,..., 125). Функция перестановки определяется различным образом для устройства перемежения каждого субпотока. Например, для субпотока I0 Н0(ω) = ω, перестановка фактически отсутствует, а для субпотока I1 перестановка выполняется в соответствии с функцией Н(ω) = (ω + 63)mod 126.
Цифровой символ данных и символ ОFDМ. Для образования цифрового символа данных выходы устройств перемежения субпотоков объединяются таким образом, что каждый символ из ν битов (слово y’ω, где ω = 0, 1, 2,.... 125) включает в себя один бит с выхода каждого устройства, причем выход I0 дает старший бит: y’ω = (а0,ω, а1,ω,....,aν-1,ω). В режиме 2 k процесс битового перемежения повторяется 12 раз, в результате чего об разуется пакет из 1512 цифровых символов данных (126×12 = 1512), называемый символом ОFDМ. Именно эти 1512 цифровых символов данных используются для модуляции 1512 несущих колебаний в интервале одного символа ОFDМ (длительность символа ОFDМ обозначается как ТS). 12 групп по 126 слов, считываемых последовательно с выхода устройства битового перемежения, образуют вектор Y’ = (у’0, у’1,..., y’1511). В режиме 8 k процесс битового перемежения повторяется 48 раз, что дает 6048 цифровых символов данных (126×48 = 6048), используемых для модуляции 6048 несущих. Это дает вектор Y’ = (у’0, у’1,..., y’6047).
Перемежение цифровых символов данных. Перед формированием модуляционных символов выполняется перемежение цифровых символов данных. Вектор на выходе устройства перемежения символов Y = (у0, у1,..., yNmax-1) формируется в соответствии с правилом: yH(q) = y’q, для четных символов и yq =y’H(q) для нечетных символов (здесь q = 0,…, Nmax–1, а Nmax = 1512 или 6048). Функция Н(q) называется функцией перестановки символов. Перестановка символов производится в пределах блока из 1512 (режим 1 k) или 6048 (режим 8 k) символов.
Формирование модуляционных символов. Цифровой символ данных у состоит из v битов (как и у’): уq’ = (у’0,q, у’1,q,…, y’ v -1,q’)‚q‘ – номер символа на выходе устройства символьного перемежения. Величины у используются для формирования модуляционных символов в соответствии с используемым способом модуляции несущих. Модуляционные символы z являются комплексными, их вещественная и мнимая части отображаются битами yu,q’. Отображение производится с использованием кода Грея, поэтому соседние по горизонтали и вертикали символы отличаются только в одном бите. Следовательно, если при демодуляции происходит ошибка из-за помех и за демодулированный символ принимается соседний (а такие ошибки наиболее вероятны), то это приводит к ошибке только в одном бите. При обычном двоичном коде, такие же ошибки могли бы вызвать при демодуляции ошибки сразу в нескольких битах.
Модуляционные символы в системе DVB-Т являются комплексными. Например, при использовании способа QPSK значениям y0,q’ = 0 и y1,q’ = 0 соответствует комплексное число z = 1 + j. Значения вещественной и мнимой частей этого комплексного модуляционного символа имеют вполне конкретный реальный смысл. Они означают, что амплитуды синфазной I и квадратурной Q компонент модулированного колебания равны 1. Иными словами, в процессе модуляции косинусоидальная (или синфазная) и синусоидальная (или квадратурная) составляющие складываются с одинаковыми единичными символами. Известно, что сумма косинусоидальной и синусоидальной функций с единичными амплитудами дает гармоническое косинусоидальное колебание с амплитудой, равной √2 и начальной фазой 450.
При квадратурной амплитудной модуляции меняется и модуль и аргумент комплексного модуляционного символа и, соответственно, амплитуда и начальная фаза полученного при модуляции колебания. Например, при использовании однородной квадратурной модуляции 16-QАМ комбинация битов y0,q’ = 0, y1,q’ = 0, y2,q’ = 1, y3,q’ = 0 соответствует точка диаграммы 0010 и комплексный модуляционный символ z = 1 + 3j, (синфазная косинусоидальная составляющая имеет амплитуду 1, а квадратурная синусоидальная – 3), что означает получение в процессе модуляции колебания с амплитудой √10 и начальной фазой 600. Точка диаграммы 0111, в которую отображается комбинация битов y0,q’ = 0, y1,q’ = 1, y2,q’ = 1, y3,q’ = 1, обозначает комплексный модуляционный символ z = 1 – j, что означает получение в процессе модуляции колебания с амплитудой и начальной фазой -450.
Однако в процессе модуляции используются не сами модуляционные символы z, а их нормированные версии с. Нормировка вводится для того, чтобы средние мощности колебаний с разными способами модуляции были бы одинаковы. Например, при использовании способа QPSK нормированный комплексный модуляционный символ определяется как с = z /√2, при одно родной модуляции 16-QАМ - с = z /√10, а при неоднородной модуляции 16-QАМ (с параметром χ = 4) – с = z /√108.
Перемежение и формирование модуляционных символов при иерархической передаче. Описанные принципы перемежения и формирования модуляционных символов соответствуют неиерархаческой передаче данных, при которой используется однородная квадратурная модуляция.
При иерархической передаче на вход устройства внутренне го перемежения поступает два потока данных – высшего приоритета (х’0,х’1, х’2, х’3,…) и низшего (х”0,х”1, х”2, х”3,…). Поток высшего приоритета демультиплексируется всегда на два субпотока (х’0–b0,0, х’0–b1,0), а поток низшего приоритета – на (v –2) субпотоков (х’0–b2,0, х’0–b3,0 в случае 16-QАМ, х”0–b2,0, х”1–b4,0 х”2–b3,0, х”3–b5,0 в случае 64-QАМ).
При иерархической передаче применяется неоднородная квадратурная модуляция. В случае иерархического декодирования демодуляция производится так, как будто модуляция была выполнена по способу квадратурной фазовой манипуляции. При этом достаточно определить лишь параметры группы из четырех битов и извлечь биты высшего приоритета y 0,q’ и y 1,q’. Такая процедура может быть выполнена без ошибок при сравнительно большом уровне помех, так как группы отстоят друг от друга на большее расстояние, чем отдельные точки внутри группы. Если уровень помех сравнительно невелик, то можно различить положения отдельных точек внутри каждой группы и в процессе демодуляции по способу 16-QАМ извлечь и биты низшего приоритета y 2,q’ и y 3,q’.
Расположение точек векторной диаграммы зависит от параметра модуляции, обозначаемого в системе DVB-Т буквой χ (коэффициент неравномерности сигнального созвездия). Стандарт DVB-Т предусматривает три значения параметра χ. При использовании однородной модуляции параметр устанавливается равным 1, в случае неоднородной: χ = 2 или χ = 4.
4.2.Модуляция ОFDМ и преобразование Фурье.
Рассмотрим модуляцию несущих. Независимо от способа (QPSK или QАМ) модулированное колебание представляет собой сумму синфазной компоненты (косинусоиды) с амплитудой, равной вещественной части нормированного комплексного модуляционного символа Rе{с} = с1, и квадратурной компоненты с амплитудой, равной мнимой части модуляционного символа Im{с} = сQ. Значения модуляционных символов в процессе передачи меняются в соответствии с передаваемыми данными. Таким образом, надо умножать опорное синфазное колебание на вещественные части комплексных символов с1, квадратурное колебание – на мнимые части сQ, а результаты перемножения – складывать. Эту операцию можно выполнять различными способами, Например, можно все эти действия выполнять в цифровой форме, а обработанные данные подвергать затем цифроаналоговому преобразованию. Но можно сначала осуществить цифроаналоговое преобразование вещественной и мнимой частей комплексных модуляционных символов, а умножение их на синфазное и квадратурное колебания (а это есть не что иное, как амплитудная модуляция) и сложение выполнять в аналоговой форме. Учитывая, что для формирования излучаемого сигнала на частоте выбранного канала модуляцию приходится выполнять сначала на промежуточной частоте, а затем прибегать к преобразованию частоты, то есть к переносу спектра сигнала в полосу частот выбранного канала вещания, оптимальное решение может представлять собой комбинацию алгоритмов цифровых и аналоговых преобразований сигналов.
Если попытаться максимальное количество действий выполнять в комплексной форме (а для этого есть основания, поскольку для операций с комплексными колебаниями разработано много быстрых алгоритмов), то сигнал несущей с номером k и частотой fk, модулированной символом ck, может быть записан в виде вещественной части произведения комплексного модуляционного символа сk и комплексной экспоненты, или комплексного колебания с частотой fk:
(4.1)
Частота fk представляет собой k -тую гармонику основной частоты 1/TU, то есть величины, обратной длительности полезной части символа и равной расстоянию между частотами соседних несущих. Сигнал ОFDМ, записанный на интервале одного символа, представляет собой сумму всех несущих колебании, модулированных своими модуляционными символами:
(4.2)
где суммирование выполняется по всем значения k от k min до k max.
Но можно сначала выполнить суммирование, а затем взять его вещественную часть. Поскольку цифровая система передачи данных – система с дискретным временем, то при вычислениях в цифровой форме вместо непрерывной переменной t надо подставить ее дискретный аналог nT (здесь Т – интервал дискретизации, а n – номер отсчета):
(4.3)
Имеет смысл сравнить выражение (4.3) с формулой обратного дискретного преобразования Фурье:
(4.4)
Последняя формула также предполагает действия с комплексными числами, она позволяет вычислить значения сигнала xn моменты nТ путем суммирования его гармонических составляющих с известными комплексными амплитудами Х k (здесь N – количество отсчетов сигнала и соответственно количество его составляющих (включая постоянную), которое может быть рассчитано в дискретной форме, прячем суммирование выполняется по всем k от 0 до (N–1). При описании сигнала формула позволяет перейти из частотной области во временную, используя для этого суммирование всех гармонических составляющих сигнала, которые являются ортогональными.
Надо отметить, что формулы (4.3) и (4.4) аналогичны, ведь радиосигнал ОFDМ на интервале символа также представляет собой результат суммирования ортогональных гармонических колебаний с заданными в процессе обработки и кодирования данных амплитудами. Более того, формулы для обратного преобразования Фурье и радиосигнала ОFDМ становятся тождественными, если положить N = TU/T и ввести в формулу для сигнала ОFDМ суммирование от 0 до (N–1), причем считать нулевыми значения модуляционных символов для вновь введенных дополнительных номеров. Тогда становится ясным, что частотное уплотнение с ортогональными несущими представляет собой обратное дискретное преобразование Фурье (точнее, его вещественную часть).
Но надо ли осуществлять модуляцию ОFDМ в виде обратного преобразования Фурье? Ведь это всего лишь способ математического описания, а частотное уплотнение можно получить традиционным способом, то есть с использованием обычных модуляторов. Однако, если бы переход к преобразованию Фурье не был бы сделан, то модуляция ОFDМ имела бы малые шансы на практическую реализацию. Преимущества системы ОFDМ проявляются при очень большом числе несущих (например, при нескольких тысячах), но в этом случае прямое аппаратурное формирование сигнала ОFDМ потребовало бы огромных схемотехнических затрат в виде тысяч генераторов и модуляторов в передатчике и такого же числа детекторов в приемнике. Маловероятно, что такая схема была бы реализована. А для прямого и обратного дискретного преобразования Фурье в последние десятилетия разработаны быстрые и эффективные алгоритмы, их так и называют — алгоритмы быстрого преобразования Фурье (БПФ и ОБПФ), и созданы процессоры БПФ в виде больших интегральных схем. Формула для сигнала ОFDМ, представляющая вещественную часть обратного преобразования Фурье и регламентирующая формирование радиосигнала, представляет собой важную часть стандарта DVB-Т, поскольку именно она определяет алгоритм практической реализации предлагаемого в стандарте способа модуляции ОFDМ.
Отношение ТU/N = Т (здесь N – размер массива БПФ), определяющее интервал дискретизации в формуле (4.3), играет важную роль в спецификации стандарта DVB-Т. Величина 1/Т называется системной тактовой частотой. И время символа, и защитный интервал являются целыми краткими Т. В системе DVB-Т, рассчитанной на каналы шириной 8 МГц, системная тактовая частота равна 1/Т = 64/7 МГц. Эта величина является оптимальной с точки зрения уменьшения интерференционных помех из-за взаимодействия с излучаемыми радиосигналами аналогового телевидения.
Система DVB-Т была изначально спроектирована для шага средних частот каналов 8 МГц, принятого в Европе для дециметрового частотного диапазона. Однако система легко может быть приспособлена к другим диапазонам с другим шагом. Для перехода к 7 МГц каналам необходимо заменить системную тактовую частоту на 8 МГц. При этом сохраняется вся структура обработки сигналов (можно использовать одни и те же интегральные схемы для обработки), но объем передаваемых данных составляет лишь 7/8 от исходного. Для перехода к каналу шириной 6 МГц следует использовать системную тактовую частоту (13,5х8192)/(858х19) МГц.
Интересно, что можно использовать не только вещественную, но и мнимую части вычисленного обратного преобразования Фурье. Выполним в соответствия с формулой обратного преобразования Фурье вычисление и вещественной и мнимой частей (мнимая часть обозначается как sQ(t), вещественная – обозначается здесь как sI(t) и дает уже описанный сигнал s(t)):
 |
Умножим вещественную часть на колебание с частотой F0 (будем назы
Рисунок 4.9 – Структурная схема устройства формирования радиосигнала ОFDМ
вать его «синфазными»), а мнимую часть – на квадратурное колебание той
же частоты (сдвинутое по фазе по отношению к синфазному на 90°). Тогда суммирование полученных произведений дает сигнал ОFDМ, спектр которого смещен на частоту F0. Такая операция соответствует преобразованию час-
тоты, которое неизбежно используется для переноса радиосигнала в полосу частот выбранного канала вещания:
Именно такое преобразование иллюстрирует схема формирования радиосигнала OFDM (рисунок 4.9).
Спектр радиосигнала ОFDМ. Общая спектральная плотность мощности сигнала ОFDМ может быть найдена как сумма спектральных плотностей мощности отдельных несущих (рисуок 4.10).
Рисунок 4.10 – Спектр мощности радиосигнала ОFDМ
(защитный интервал ТU/4, fc – центральная частота)
Она могла бы быть весьма близкой к постоянной в полосе частот, которую занимают несущие, но длительность передаваемого ОFDМ символа больше, чем величина, обратная расстоянию между несущими, на величину защитного интервала. В связи с этим основной лепесток спектральной плотности мощности одной несущей несколько меньше удвоенного расстояния между несущими поэтому спектральная плотность мощности сигнала ОFDМ в номинальной полосе частот (7,608258 МГц в режиме 2 k и 7,611607 МГц в режиме 8 k) не является постоянной. Уровень мощности на частотах вне номинальной полосы может быть уменьшен с помощью соответствующих фильтров.
Многолучевой прием. Многолучевой прием – явление, типичное для наземного ТВ вещания. Если, наряду с основным радиосигналом, принимается, например, сигнал, отраженный от какого-либо препятствия и пришедший к приемной антенне с задержкой, на экране появляется повтор, то есть копия изображения, сдвинутая по горизонтали. Если интенсивность повтора велика (отраженный сигнал сравним с основным), то изображение становится неприемлемым. Бороться с повторами можно, например, путем использования узконаправленных приемных антенн.
Возможен и частотный подход к оценке многолучевого приема. В результате интерференции радиосигналов, пришедших в точку приема с разными задержками, некоторые частотные компоненты радиосигнала ослабляются, а некоторые – усиливаются, что приводит к неравномерности частотной характеристики канала (рисунок 4.11).
Рисунок 4.11 – Влияние многолучевого приема на частотную характеристику канала
 |
Частотную характеристику с помощью перестраиваемых фильтров можно попытаться сделать постоянной в частотном диапазоне, занимаемом спектром радиосигнала, если предварительно оценить неравномерность. Но
Рисунок 4.12 – Влияние эхосигнала с уровнем 0 дБ на
спектр принимаемого радиосигнала OFDM
такой путь не всегда возможен. Представим, что повторный радиосигнал приходит в точку приема с такой же интенсивностью, что и основной (такой
повтор называют эхо-сигналом 0 дБ). Интерференционное взаимодействие основного сигнала и повтора приведет к тому, что отдельные компоненты суммарного сигнала окажутся полностью уничтоженными. Эхо-сигнал, задержанный на четверть длительности символа, приводит к подавлению каждой четвертой несущей сигнала ОFDМ (рисунок 4.12).
Такие подавленные компоненты не могут быть скорректированы за счет полосовой фильтрации, принятый сигнал претерпевает необратимые искажения. Однако в системе СОFDМ подавленные компоненты могут быть полностью восстановлены благодаря использованию частотного уплотнения в сочетании с кодированием, обнаруживающим и исправляющим ошибки. Это является следствием того, что данные, переносимые каждой несу щей, доступны для обработки в системе канального кодирования. Каждая несущая пакета ОFDМ несет лишь небольшую часть данных, ошибки в которых могут быть обнаружены и исправлены с помощью системы канального кодирования.
Система СOFDМ предоставляет дополнительные возможности при условии, если оценивается частотная характеристика канала. Как показывает характеристика (рисунок 4.12), на каждую подавленную несущую приходится одна усиленная, принимаемая с большим отношением сигнал-шум, Данные, переносимые подавленной несущей, могут помечаться как ошибочные, но зато данные усиленной – как обладающие повышенной надежностью. Использование этих пометок в процессе так называемого < мягкого внутреннего декодирования позволяет заметно улучшить прием при многолучевом распространении радиосигнала.
Если, эхо-сигнал 0 дБ имеет задержку меньшую, чем 1/4 от величины полезного интервала, то провалы в частотной характеристике будут следовать реже, но зато захватывать сразу большое число несущих. В этом случае помогает внутреннее перемежение, являющееся, по сути дела, частотным перемежением, в процессе которого переставляются данные, переносимые несущими с разными частотами. Таким образом, внутреннее кодирование и перемежение предотвращают появление пакетов ошибочных битов, одновременно снижая частотные следования ошибок до приемлемой величины. Завершает процесс борьбы с ошибками внешнее кодирование и перемежение, которые исправляют как битовые ошибки, так и ошибочные байты, то есть они эффективны в борьбе с большими пакетными ошибками.
4.3.Формирование данных и структура сигналов.
Сигнал, получаемый в способе модуляции с частотным уплотнением, состоит из многих модулированных несущих, поэтому каждый символ ОFDМ может рассматриваться как разделенный на элементарные пакеты, каждый из которых переносится одной несущей во время одного символа. Количество битов, переносимое одной несущей за время символа ОFDМ, зависит от способа модуляции несущих – это 2 бита для квадратурной фазовой манипуляции, 4 бита для квадратурной амплитудной модуляции 16-QАМ и 6 битов для модуляции 64-QАМ.
Передаваемый сигнал организуется в виде кадров (рисунок 4.13).
Рисунок 4.13 – Структура кадра DVB-Т
Каждый кадр состоит из 68 символов ОFDМ, нумеруемых от 0 до 67. Четыре последовательных кадра образуют суперкадр. При выбранной структуре кадра в одном суперкадре всегда содержится целое число пакетов длиной 204 байта (рандомизированных транспортных пакетов МРЕG-2, снабженных для защиты от ошибок проверочными байтами кода Рида-Соломона).
 |
Каждый символ длительностью ТS образуется путем модуляции 1705 несущих в режиме 2 k и 6817 несущих в режиме 8 k. Интервал ТS состоит из двух компонентов: интервала ТU, во время которого передаются входные да- Рисунок 4.14 – Структура сигнала ОFDМ на интервале передачи одного символа ОFDМ
нные передатчика, то есть полезная информация (интервал ТU и называется
«полезным»), и защитного интервала ТG. Защитный интервал представляет собой копию, или циклическое повторение части полезного интервала, которая вставляется перед полезным (рисунок 4.14).
В дополнение к данным в кадре ОFDМ передаются опорные сигналы, структура которых известна приемнику, а также сведения о параметрах пере