Введение
Радиопередающие устройства представляют сложную систему, в состав которой входят высокочастотный тракт, модулятор для управления колебаниями высокой частоты в соответствии с передаваемой информацией, источники питания, устройства охлаждения и защиты.
Диапазон СВЧ обладает огромной информационной ёмкостью, и поэтому его используют для передачи широкополосных сигналов: импульсных, телевизионных, многоканальных и пр. Радиопередатчики в диапазоне СВЧ применяют в радиолокационных станциях, телевидении, ретрансляционных линиях связи, для тропосферной и космической связи, для радиоуправления и бортовой аппаратуры радиопротиводействия и многих других специальных назначений.
Простейшие импульсные передатчики СВЧ до недавнего времени состояли из мощного автогенератора, импульсного модулятора и источника питания. Сейчас существенно повысились требования к стабильности их частоты, для чего стали использовать многокаскадные схемы [3].
В данной работе нам необходимо рассчитать структурную схему передатчика СВЧ с амплитудной модуляцией, а также произвести электрический расчёт принципиальных схем последних двух каскадов.
Расчёт структурной схемы.
Для реализации указанных характеристик передатчик строится по схеме с кварцевым автогенератором и умножителями частоты. Для обеспечения высокого КПД и линейности модуляционной характеристики применим коллекторную модуляцию в двух последних каскадах [1, с.3].
Расчёт и принцип построения структурной схемы будем вести по методикам, изложенным в [1], [3].
Построение структурной схемы начнём с выходного каскада.
Мощность в максимальном режиме должна быть равна:
,
где М – коэффициент модуляции.
КПД фидера обычно принимается равным η=0.9, тогда мощность на выходе оконечного каскада должна быть равна:
,
где 
– коэффициент производственного запаса, он выбирается равным 1.1 
1.3.
Получить такую мощность от единичного транзистора в СВЧ диапазоне весьма сложно, поэтому для её обеспечения воспользуемся мостовой схемой сложения мощности двух транзисторов, т.к. параллельные и двухтактные схемы имеют ряд недостатков, которые вызваны связью транзисторов через общую нагрузку и сопротивление генератора возбуждения, эти недостатки устраняются в мостовых схемах, обеспечивающих взаимную развязку транзисторов [3, с.72].
Наиболее широко используются синфазные и квадратурные мосты. Оба типа мостов обеспечивают развязку между транзисторами, однако имеют существенные различия. Если входные сопротивления транзисторов изменяются, оставаясь равными, то входное сопротивление синфазного моста изменяется, а у квадратурного остаётся постоянным. Однако при этом КПД синфазного моста-делителя остаётся близким к 1, а КПД квадратурного изменяется, приближаясь к 1 только в режиме согласования с входными сопротивлениями транзисторов. Входное сопротивление Zвх усилителя с квадратурными мостами остаётся постоянным при одинаковых изменениях параметров транзисторов, а в случае синфазных мостов изменяется. Аналогично входному, выходное сопротивление усилителя с квадратурными мостами остаётся постоянным при одинаковых изменениях параметров транзисторов, а в случае синфазных мостов оно изменяется. Если выходное сопротивление предыдущего каскада и входное сопротивление следующего каскада стабильны, то любой тип моста обеспечивает глубокую развязку. Из сказанного выше следует, что эти сопротивления могут быть стабильными при использовании квадратурных мостов. Следовательно такие мосты дают лучшую развязку [1, с. 24]. Учитывая вышеизложенное оконечный каскад усилителя мощности построим по схеме с квадратурными мостами.
Так как в оконечном усилителе мощности происходит сложение мощности двух транзисторов, тогда мощность, которую должен отдать один транзистор будет равна (транзисторы выбираем идентичные для обеспечения хорошего согласования каскада и правильной работы мостовой схемы):
.
На частоте 400 МГц её может отдать транзистор 2Т976А при напряжении питания 28 В, схема включения с общей базой определяется в данном случае конструкцией самого транзистора. Напряжение питания 28 В требуется только в максимуме модуляции, поэтому напряжение источника питания должно быть равно:
,
где 
– напряжения питания транзистора 2Т976А в типовом режиме в максимуме модуляции [1, с. 3].
От этого источника целесообразно питать все мощные каскады.
Усиление транзистора 2Т976А на рабочей частоте f=400 МГц оценим по формуле:
,
где 
, 
– частота и коэффициент усиления по мощности в типовом режиме [1, с.4].
Однако при проектировании усилителей ОБ необходимо учитывать свойства транзистора, обусловленные положительной обратной связью через индуктивность базового вывода. Это приводит к тому, что активная составляющая входного сопротивления транзистора оказывается весьма нестабильной при изменении параметров rб, rэ, wгрLбg1 и часто бывает отрицательной. Из-за этого возможна или паразитная генерация, или значительная нестабильность уровня выходной мощности при небольших изменениях параметров транзистора. Кроме того, отрицательное входное сопротивление усилителя ОБ, даже не приводя к генерации, ставит в тяжёлый режим по рассеянию мощности предыдущий каскад. Выбранная нами схема с квадратурными мостами, в случае идентичности транзисторов принципиально обеспечивает строго постоянное, положительное, активное входное сопротивление. Обеспечение стабильности режима достигается за счёт снижения усиления по мощности Kp. Рекомендуется задавать в диапазоне СВЧ Kp=3…10 [1, с.19-20].
Учитывая вышеизложенное зададим Kp=10 для транзистора 2Т976А.
КПД цепей согласования в усилителях СВЧ удаётся получить 0.6…0.85, принимаем 
. КПД межкаскадной цепи согласования между оконечным и предоконечным каскадами принимаем 
(для лучшей фильтрации высших гармоник на выходе передатчика), а КПД остальных межкаскадных цепей согласования принимаем 
[3, с. 297]. Примем КПД квадратурного моста делителя hМД=0.9.
Мощность, которую должен отдать транзистор предоконечного каскада УМ, для возбуждения обоих плеч мостовой схемы, с учётом КПД цепи согласования, будет равна:
Такую мощность на частоте 400 МГц могут обеспечить транзисторы 2Т916А и 2Т909А. Однако следует иметь ввиду, что мощные транзисторы СВЧ не рекомендуется применять на частотах ниже 
. Это связано с понижением их надёжности на более низких частотах, повышением вероятности самовозбуждения. С другой стороны, при наличии выбора нецелесообразно использовать транзисторы с минимальным усилением (Кр=2÷3) – потребуется много каскадов, КПД передатчика будет низок [1, с. 4].
Оценим Кр у выбранных транзисторов:
.
.
Из упомянутых транзисторов выбираем 2Т916А, так как ожидаемый коэффициент усиления по мощности в 4.5 раза больше чем у 2Т909А. Схема включения – ОЭ, т.к. схемы ОБ чаще используются на частотах выше 1 ГГц, кроме того схема ОЭ обеспечивает более устойчивый режим работы транзистора [3, с. 48].
Рассчитаем мощность, которая необходима для возбуждения транзистора 2Т916А, с учётом КПД цепи межкаскадной связи:
.
Транзистор 2Т913А в типовом режиме при напряжении питания 28 В на частоте 1 ГГц отдаёт мощность порядка 3..4.5 Вт, можно ожидать, что на частоте 400 МГц и при выбранном напряжении питания 14 В выбранный транзистор сможет обеспечить необходимую мощность. Так как транзистор недоиспользуется по мощности понижение напряжение питания увеличивает надёжность работы. Однако следует учитывать, что снижение Eк вдвое приводит к уменьшению fгр примерно на 5…15% и увеличению Cк примерно на 15…40%[3, с. 49].
Оценим Кр у выбранного транзистора:
.
Рассчитаем мощность, которая необходима для возбуждения транзистора 2Т913А, с учётом КПД цепи межкаскадной связи:
.
Такая мощность может быть получена от удвоителя частоты, выполненного на мощном транзисторе. Максимальная мощность умножителя частоты примерно в пять раз меньше мощности усилителя на том же транзисторе [1, с. 4]. Транзистор 2Т607А-4 при напряжении питания 28 В, в режиме усиления отдаёт порядка 1 Вт на частоте 1000 МГц. Можно ожидать, что при выбранном напряжении питания 14 В в режиме умножения частоты от него будет получена мощность 173 мВт. Схема включения – ОЭ. Коэффициент усиления по мощности в режиме умножения частоты и в режиме усиления связаны соотношением:
,
где N – кратность умножения [2, с. 133].
Поскольку дешёвы, надежны и просты кварцевые автогенераторы с частотами до 100 МГц, потребуется ещё 2 каскада умножителя частоты, с 50 до 100 МГц, и со 100 до 200 МГц.
Найдём коэффициент усиления по мощности транзистора КТ610 в режиме умножения:
Мощность, которую должен будет отдать второй каскад умножения, с учётом КПД цепи согласования, будет равна:
.
В качестве цепей согласования между каскадами и на выходе оконечного каскада умножения целесообразно использовать фильтры-пробки. Фильтр-пробка создаёт короткое замыкание для токов субгармоник и беспрепятственно пропускает ток основной частоты, что повысит надёжность работы передатчика в целом [2, с. 67-68].
Такая мощность может быть получена от удвоителя частоты, выполненного на транзисторе КТ606. Транзистор КТ606 при напряжении питания в 28 В, в режиме усиления отдаёт мощность порядка 0.8 Вт на частоте 400 МГц. Можно ожидать, что при выбранном напряжении питания 14 В в режиме умножения частоты от него будет получена мощность 32 мВт. Схема включения – ОЭ. Оценим коэффициент усиления по мощности транзистора КТ606:
Мощность, которую должен будет отдать второй каскад умножения, с учётом КПД цепи согласования, будет равна:
.
Первый каскад умножения частоты выполним на транзисторе ГТ311Е. Полезная мощность ГТ311Е в режиме усиления составляет 80 – 100 мВт, можно ожидать, что в режиме умножения частоты от него будет получена необходимая мощность. Схема включения – ОЭ. Коэффициент усиления по мощности в режиме умножения частоты для данного транзистора:
На частоте 150 МГц в режиме усиления Kp»6:
КПД цепи согласования автогенератора с первым каскадом передатчика обычно выбирается равным 0.1…0.2, это делается для того чтобы ослабить влияние тракта передатчика на режим автогенератора и на стабильность частоты. Примем 
. По техническому заданию нестабильность частоты должна не превышать 10-5, такую нестабильность частоты может обеспечить кварцевый автогенератор. Исходя из вышеизложенного, мощность на выходе автогенератора с учётом КПД цепи согласования должна быть равна:
.
В ходе расчёта мы выяснили, что необходимо два источника питания: Eк1=14 В и Eк2=6 В. Передатчик содержит семь каскадов, первые два каскада питаются от источника Eк=6 В, остальные – Eк=14 В. Структурная схема передатчика представлена в приложении на рис. 1.