Расчёт оконечного каскада

Расчёт и конструирование АМ передатчика

1. Введение

Главной целью данного курсового проекта является разработка АМ передатчика мощностью 30 Вт, с рабочей волной l=9 м (f=33.3 МГц). В связи с небольшой выходной мощностью передатчик реализован на транзисторах.

2. Разработка структурной схемы передатчика

Структурная схема АМ передатчика с базовой модуляцией состоит из следующих блоков: автогенератор (АГ) на частоту 16.67 МГц, эмиттерный повторитель (ЭП) для развязки АГ и умножителя частоты сигнала на (У), усилитель мощности колебаний (УМК), модулируемый каскад (МК) и колебательные системы: для согласования У и УМК КС1, УМК и МК – КС2, МК и фидера – выходная колебательная система.

Модуляция осуществляется в оконечном каскаде (ОК). Достоинством базовой модуляции является малые амплитуда напряжения и мощность модулятора, т.к. модуляция достигается путем изменения смещения на базе МК, что приводит к изменению угла отсечки и выходного тока в соответствии с НЧ модулирующим сигналом.

Число каскадов усиления мощности можно примерно определить по формуле N=ln Кs/ln K1=ln 3300/ln 20=3, где Ks=P_А×(1+m)²/Pвых_ЭП= 30×(1+0.8)²/ /0.03=3300 – суммарный коэффициент усиления по мощности, K1=20 – средний коэффициент усиления по мощности одного каскада с учетом потерь в колебательных системах.

Структурная схема передатчика разработана при использовании [1,2] и приведена на РТФ КП.775277.001 Э1.

Расчёт оконечного каскада

Модуляцию смещением будем проводить в оконечном каскаде(ОК) передатчика.

В ТЗ задана мощность передатчика в антенне в режиме несущей P_A=1 Вт, рассчитаем максимальную мощность первой гармоники непосредственно на выходе оконечного каскада P1max:

P_max=P_A×(1+m)²/(hф×hк)=4.96 Вт. (3.1)

где: hф=0.85 - КПД фидера;

hк=0.95 – КПД выходной колебательной системы (ВКС);

m = 1 – максимальный коэффициент модуляции.

Выбор транзистора ОК производим по следующим определяющим факторам:

- выходная мощность транзистора Pвых ³ P1max;

- частота, на которой модуль коэффициента передачи транзистора по току в схеме с ОЭ равен 1, fт=(3¸5)×f=82.5¸137.5 МГц, где f=27.5 МГц, несущая частота передатчика.

В соответствии с вышеперечисленными требованиями выбираем в качестве активного элемента (АЭ) ОК транзистор КТ940Б с параметрами:

- выходная мощность P_вых=5 > 4.95 Вт;

- fт=400 МГц;

- сопротивление насыщения r_нас=20 Ом;

- максимальное постоянное напряжение коллектор-эмиттер Uкэ_имп=36 В;

- максимальный постоянный ток коллектора Iко_доп=1 А;

- напряжение источника коллекторного питания Е`к=12 В;

- средний статический коэффициент усиления по току в схеме с ОЭ bo=40;

- ёмкость коллекторного перехода Ск=75 пФ;

- ёмкость эмиттерного перехода Сэ=410 пФ;

- индуктивности выводов Lб=2.4 нГн, Lэ=1.2 нГн;

- сопротивление материала базы rб=1 Ом.

Произведём расчёт коллекторной цепи транзистора. Расчёт будем производить, исходя из максимальной мощности в критическом режиме P_max.

По заданному в ТЗ источником выступает аккумулятор с напряжением 12 В, соответственно напряжение на коллекторе составит Ек=12 В, и максимальный угол отсечки qmax=120°, соответствующий коэффициенту модуляции m=0.8.

Рассчитываем амплитуду первой гармоники напряжения Uк1 на коллекторе:

11.34 В. (3.2)

Максимальное напряжение на коллекторе:

Uк.макс=Ек+1.2×Uк1кр=24.7 В£Uк.доп=36 В. (3.3)

Амплитуда первой гармоники коллекторного тока:

Iк1=2×P1max/Uк1кр=0.76 А. (3.4)

Постоянная составляющая коллекторного тока:

0.57 А£ Iко_доп=20 А. (3.5)

Максимальный коллекторный ток:

Iк.макс=Iко/ao(q)=17.1£ Iко_доп=30 А. (3.6)

Максимальная мощность, потребляемая от источника коллекторного питания:

Pоmax=Eк×Iко=194 Вт. (3.7)

КПД коллекторной цепи при номинальной нагрузке:

h=P1max/Pоmax=0.62. (3.8)

Максимальная рассеиваемая мощность на коллекторе транзистора:

Pк.max=Pоmax-P1max=73.7 Вт. (3.9)

Значение Pк.max является исходным параметром для расчёта температуры в структуре транзистора и системы его охлаждения.

Номинальное сопротивление коллекторной нагрузки:

Rэк.ном=Uк1кр/(2×P1max)=13.1 Ом. (3.10)

Произведём расчёт входной цепи транзистора.

Предполагается, что между базовым и эмиттерными выводами по РЧ включен резистор Rд, требуемый для устранения перекосов в импульсах коллекторного тока (см.рис.3.1).

Рисунок 3.1 – Включение резистора Rд

Rд=bo/(2×p×fт×Cэ)=45 Ом. (3.11)

На частотах f>3×fт/bо (33.3 МГц>13.3 МГц) в реальной схеме генератора Rд можно не ставить, однако, в последующих расчётах необходимо оставлять.

Амплитуда тока базы:

c=1+g1(q)×2×p×fт×Cк×Rэк.ном=2.02; (3.12)

3.86 А. (3.13)

Постоянные составляющие базового и эмиттерного токов:

Iбо=Iко/bо=0.154 А; (3.14)

Iэо=Iко+Iбо=7.1 А. (3.15)

Напряжение смещения на эмиттерном переходе:

0.04 Ом; (3.16)

2.37 В.(3.17)

где Еотс – напряжение отсечки, равное для кремниевых транзисторов 0.5¸0.7 В.

Рисунок 3.2 – Эквивалентная схема входного сопротивления транзистора

Определяем значения Lвх_ОЭ, rвх_ОЭ, Rвх_ОЭ, Cвх_ОЭ в эквивалентной схеме входного сопротивления транзистора (см.рис.3.2), принимая барьерную ёмкость активной части коллекторного перехода Ск.а=0.25×Ск:

Lвх_ОЭ=Lб+Lэ/c=2.9 нГн; (3.18)

rвх_ОЭ= ×[(1+g1(q)×2×p×fт×Ск.а×Rэк.ном)×rб+rэ+g1(q)×2×p×fт×Lэ]=

=1.03 Ом; (3.19)

Rвх_ОЭ= ×[rб+(1+g1(q)×bо)×rэ]-rвх_ОЭ+Rд×[1-g1(q)]=8.7 Ом; (3.20)

Свх_ОЭ=bо/(2×p×fт×Rвх_ОЭ)=4.1 нФ. (3.21)

Резистивная и реактивная составляющие входного сопротивления транзистора:

rвх=rвх_ОЭ+ =1.184 Ом; (3.22)

Xвх=2×p×f×Lвх_ОЭ- =-0.532 Ом. (3.23)

Рисунок 3.3 - Эквивалентные входные сопротивление и ёмкость транзистора

Эквивалентные входные сопротивление и ёмкость транзистора (см.рис.3.3):

Rвхэк=rвх+(Xвх/rвх)²=1.424 Ом; (3.24)

Свхэк= =1.508 нФ. (3.25)

Рисунок 3.4 - Эквивалентные выходные сопротивление и ёмкость транзистора

Для получения эквивалентной выходной ёмкости транзистора (см.рис.3.4) произведём расчёт ряда вспомогательных параметров:

h=1+40×Iэо×rб/bо=4.15; (3.26)

M=40×Iэо×rб/h=28; (3.27)

ef=f/fт=0.167; (3.28)

m= =4.8. (3.29)

Эквивалентная выходная ёмкость транзистора:

Свыхэк=Ск×(1+0.4×M/m²)=390 пФ. (3.30)

Формулы (3.27)-(3.31) взяты из [3].

Входная мощность:

Pвх=0.5×Iб²×rвх=8.81 Вт. (3.31)

Коэффициент усиления по мощности:

Кр=P1ном/Pвх=13.7. (3.32)

Расчёт выходной и входной цепи транзистора (формулы (3.2)-(3.25), (3.31)-(3.32)) произведён согласно [1].

В результате расчёта каскада на максимальную мощность становятся известными следующие параметры: Iк1m=9.156 A, Iкоm=6.93 A, Iбоm=0.154 A, Ебm=2.37 В, Umб= =2.54 В.

При базовой модуляции СМХ есть зависимость Iк1=f(Еб) при (Umб, Ебm, Rэк.ном)=const.

Для грубой оценки положения СМХ можно принять ее линейной и построить по двум точкам: точке максимального режима Iк1=Iк1m, Eб=Ебm и точке запирания каскада Iк1=0, Еб=Ебзап, где Ебзап=Еотс-Umб=-1.84 В.

Упрощенная СМХ приведена на рис.3.5.

Рисунок 3.5 – Статическая модуляционная характеристика

Рассчитаем ряд параметров:

Минимальное модулирующее напряжение:

Амплитуда ВЧ составляющей в режиме несущей:

Получили Umin=-1.37 В, Uo=0.5 В. Рассчитаем угол отсечки в режиме несущей: qн=arccos((Еотс-Uo)/Umб)=85.5°. Рассчитаем ток постоянной составляющей базы в режиме несущей и амплитуду тока НЧ сигнала:

I_W=Iбоm-Iбон

Получили Iбон=0.067 А, I_W=0.087 А. Рассчитаем амплитуду напряжения НЧ сигнала на базе U_W=Eбm-Uo=1.87 В и требуемую мощность модулятора P_W=I_W×U_W=0.082 Вт.

Произведём расчёт цепей питания для схемы ОК, приведённой на рис.3.6, для режима несущей по формулам (Есм=3 В):

(3.33)

В результате получим Iдел=0.33 А, R1=6.2 Ом, R2=1.5 Ом.

Мощность, рассеиваемая на резисторах:

Pr1=(Iдел+Iбо)²×R1=1 Вт; (3.34)

Pr2=Iдел²×R2=0.17 Вт. (3.35)

Рисунок 3.6 – Схема оконечного (модулируемого) каскада

Модуль входного сопротивления транзистора:

|Zвх|= =1.3 Ом. (3.36)

Рассчитываем номиналы блокировочных индуктивностей:

Lбл1³20×|Zвх|/(2×p×f)=0.13 нГн; (3.37)

Lбл2³20×Rэкном/(2×p×f)=0.28 нГн. (3.38)

Рассчитываем номинал разделительного конденсатора:

Ср1³20/(2×p×f×|Zвх|)=73 нФ. (3.39)

По методике, изложенной в [3], произведём расчёт ВКС. Т.к. передатчик является неперестраиваемым, то целесообразно использовать в качестве ВКС, назначение которой – фильтрация высших гармоник и согласование транзистора с нагрузкой, простейший П-образный контур (см.рис.3.7).

На частоте сигнала f входное сопротивление П-контура должно быть чисто активным и равным требуемому сопротивлению нагрузки транзистора Rэк. Таким образом, П – контур на частоте сигнала трансформирует активное сопротивление нагрузки Rн в активное входное сопротивление Rэк.

Рисунок 3.7 – Схема П-образного контура

Порядок расчёта П-контура следующий:

Задаемся величиной волнового сопротивления контура в пределах r=250¸500 Ом: r=250 Ом.

Определяем индуктивность контура L0:

L0=r/(2×p×f)=1.194 мкГн. (3.40)

На частоте сигнала f П-контур сводится к виду, изображённому на рис.3.8, причём L, L0, C0 находятся в соотношении:

2×p×f×L=2×p×f×L0-1/(2×p×f×C0).

Рисунок 3.8 – Схема приведённого П-образного контура

Величиной L необходимо задаться в соответствии с формулой:

L> /(2×p×f)=0.122 мкГн, (3.41)

где Rн=50 Ом – стандартное сопротивление фидера, соединяющего ВКС с антенной. Выбираем L=0.5 мкГн.

Определяем С0:

С0=1/(4×p²×f²×(L0-L))= 33 пФ. (3.42)

Определяем С1 и С2:

С1= =400 пФ; (3.43)

С2= =138 пФ. (3.44)

Внесённое в контур сопротивление:

rвн=Rн/(1+(2×p×f×Rн×С2)²)=16.1 Ом. (3.45)

Добротность нагруженного контура:

Qн=r/(rо+rвн)=14.6, (3.46)

где ro – собственное сопротивление потерь контурной индуктивности, величина которой точно определяется ниже, на данном этапе принимаем ro=1 Ом.

Коэффициент фильтрации П-контура (только для ОК), принимая n=2, т.к. схема ОК однотактная:

Ф=Qн×(n²-1)×n=88. (3.47)

Произведём конструктивный расчёт элементов нагрузочной системы (см.рис.3.7). При этом необходимо выбрать номинальные значения стандартных деталей (С0, C1, C2), входящих в контур, и определить конструктивные размеры нестандартных деталей (L0).

Для настройки контура в резонанс и обеспечения оптимальной связи с нагрузкой в состав ёмкостей С0 и С2 целесообразно включить подстроечные конденсаторы (см.рис.3.9).