Выполнил: ст. гр. УМР31 Аленцов Е.А.
г. Ростов-на-Дону
2021г.
Исходные данные:
Сопротивление источника сигнала Напряжение источника сигнала Выходная мощность Сопротивление нагрузки Диапазон усиливаемых частот Диапазон рабочих температур Напряжение питания
Rг = 2 кОм; Uг = 1 В;
Pвых = 5 Вт;
Rн = 4 Ом;
∆f = 63…14 000 Гц;
∆T = +10 …+40 °С; UП = 24 В.
Схема электрическая принципиальная усилителя мощности звуковых частот приведена на рисунке 1.1.
Рис. 1.1. Усилитель мощности звуковых частот.
Схема электрическая принципиальная
Усилитель состоит из трёх усилительных каскадов:
– входной дифференциальный усилительный каскад на транзисторах VT2, VT3 c динамической нагрузкой в виде токового зеркала на транзисторах VT4, VT5 и задающим эмиттерным источником тока на элементах VT1, R3, R4, R5;
– промежуточный каскад усиления на составном транзисторе VT6, VT8 по схеме с общим эмиттером с элементом местной обратной связи по току R13 и источником тока в коллекторной цепи VT7, R6, R7, R10;
– выходной двухтактный каскад на транзисторах разной проводимости
VT10, VT11, включённых по схеме комплементарного эмиттерного повторите-
ля, с источником смещения на элементах VT9, R11, R12, позволяющим настро- ить режим работы выходного каскада с отсечкой в классе усиления АВ.
По описанию трёхкаскадной структуры и заданным техническим парамет- рам усилитель можно отнести к устройствам, применяемым в бытовой радио- электронной аппаратуре.
В состав усилителя входят также:
– входной резисторный делитель R1, R2, при помощи которого на выходе усилителя настраивается напряжение по постоянному току, составляющее по- ловину питания (для двухполюсного симметричного питания постоянный по- тенциал на выходе усилителя должен быть равным или близким нулю вольт);
|
|
– входной конденсатор С1, разделяющий вход усилителя от источника сигнала по постоянному току;
– элементы цепи общей отрицательной обратной связи R8, R9, C2, парал- лельной по выходу, последовательной по входу;
– резисторы R14, R15, реализующие местную обратную связь по току для стабилизации тока покоя транзисторов выходного каскада при повышении их температуры;
– конденсаторы С3, С4, замыкающие путь протекания переменного тока через источники питания и сглаживающие пульсации напряжения, возникаю- щие после выпрямления переменного тока в блоке питания.
Применение отрицательной обратной связи, параллельной по выходу, по- следовательной по входу, позволяет легко согласовать усилитель с высокоом- ным источником сигнала и низкоомной нагрузкой.
Расчёт начинают с определения параметров и значений элементов выход- ного каскада, выбора полупроводниковых приборов.
Определим напряжение и ток в нагрузке. Эффективное значение напряжения в нагрузке
UН =
= = 10 В.
Амплитудное значение напряжения в нагрузке
U = U × = 14,14 В.
Нmax Н
Эффективное значение тока в нагрузке
I = UН = 10 = 2, 5 А..
Н RН 4
Амплитудное значение тока в нагрузке
IНmax = IН × = 3, 54 А.
Для определения значений элементов R14, R15, С3, С4 рассмотрим сле- дующие выражения для минимально требуемого напряжения питания UПmin:
UПmin ³UНmax +IНmax ×R14 +UКЭнасVT10 +UПульс, (1.1)
UПmin ³UНmax +IНmax ×R14 +UБЭVT10 +UИVT7 +UПульс, (1.2)
где UКЭнасVT10 – напряжение насыщения транзистора VT10 при токе IНmах; UПульс – амплитуда напряжения пульсаций в цепи питания;
|
|
UБЭ VT10 – падение напряжения на базоэмиттерном переходе транзистора
VT10;
UИVT7 – падение напряжения на источнике тока промежуточного каскада:
UИVT7min»2 ×UКЭнасVT7+IИVT7 ×R10; (1.3)
UКЭ НАС VT7 – напряжение насыщения транзистора VT7 при токе IИVT7;
IИVT7 – ток источника тока промежуточного каскада, значение которого должно превышать значение максимального тока базы транзисторов выходного каскада:
IИVT7» (1, 0...1, 5)IБVT10max
= (1, 0...1, 5)
IН max
h21ЭVT10
+1. (1.4)
Выражение (1.2) более критично для данной схемы усилителя, чем выра- жение (1.1). Предельные значения напряжения, тока и мощности выбираемого транзистора должны превышать с некоторым запасом значения данных пара- метров, возникающих в схеме. Желательно, чтобы транзисторы разной прово- димости в комплементарной схеме были близкими по предельным значениям указанных параметров и по коэффициенту передачи тока h21Э. Электронная промышленность выпускает специальные серии комплементарных транзисто- ров, такие как КТ819, КТ818; КТ817, КТ816; КТ815, КТ814; КТ827, КТ825;
КТ850, КТ851 и др. Для транзистора КТ819 напряжение насыщения составляет UКЭ нас = 0,4 В, коэффициент передачи по току h21Э = 34, напряжение UБЭ = 1,1 В при токе коллектора IНmах = 3,54 А [10]. Резистор R14 включён последовательно с нагрузкой и снижает отдаваемую ей мощность [9]. Рекомендуется выбирать такое значение сопротивлений, чтобы мощность, рассеиваемая на эмиттерных резисторах, в цепи выходного комплементарного эмиттерного повторителя не превышала 10 % от мощности, выделяемой в нагрузке. Этому условию соответ- ствует значение сопротивления R14 = R15 = 0,22 Ом, при котором рассеиваемая мощность составляет (IН)2·R = 2,52 · 0,22 = 1,375 Вт. Такая мощность выделяется в двухтактном режиме с классом усиления А. Для классов В и АВ рассеиваемая мощность будет меньше (в два раза для класса В). Применим 2-ваттные рези- сторы, что даст запас по мощности. При выполнении РГР необходимо оцени-
|
|
вать рассеиваемую мощность всех резисторов самостоятельно. Ниже, в кратком примере расчёта, такая оценка отсутствует.
Максимальное напряжение, прикладываемое к транзистору в схеме выход- ного комплементарного повторителя, равно сумме амплитуды напряжения сиг- нала на нагрузке UН max и напряжения питания UП:
UКЭm =UП +UНmax
=18 +14,14 =32, 4 В.
Транзисторы КТ819Б и КТ818Б имеют предельное максимальное значение напряжения между коллектором и эмиттером, равное 40 В > 32,4 В; максималь- ный ток коллектора равен 10 А > 3,54 А для транзисторов в корпусе ТО-220 [10].
Мощность, потребляемая выходным каскадом от источника питания, при максимальном токе нагрузки равна:
РПОТР =2 ×UПIНcp
= 2 × UП
IНmax
p
= 2 ×18 × 3, 54 » 40, 6 Вт,
3,14
где IН ср – средний ток коллектора.
Мощность, рассеиваемая на транзисторах, при гармоническом сигнале на входе и активной нагрузке равна:
РРАСС =РПОТР -РВЫХ =40, 6 -25 =15, 6 Вт.
Мощность, рассеиваемая на одном транзисторе двухтактного комплемен- тарного эмиттерного повторителя, в два раза меньше и составляет 7,8 Вт. Но максимальная мощность рассеивается на транзисторах не при полной амплиту- де выходного сигнала [9, 12]. Максимальная мощность, рассеиваемая на каж- дом транзисторе [12]:
U2 æ
I0RНö
 |
РРАСС = П + I0 ç0, 3UП + ÷,
p2RН è p ø
где I0 – ток покоя, протекающий через транзисторы VT10, VT11 при отсутствии входного сигнала. Для класса усиления АВ в бытовых усилителях звуковой частоты ток покоя задают обычно в интервале [1]:
I0 » (0, 01...0,15)× IНmax= (0, 035...0,53)A.
Примем ток покоя через выходные транзисторы VT10, VT11 равным
100 мА. Тогда максимальная мощность, рассеиваемая на транзисторе:
182 æ 0,1× 4 ö
РРАСС = p2 ×4 + 0,1ç0,3×18 + p ÷= 8, 76 Вт.
è ø
Выбранные транзисторы КТ819Б и КТ818Б в корпусе ТО-220 имеют пре- дельную рассеиваемую мощность 60 Вт > 8,76 Вт.
Максимальный ток, протекающий через базу VT10, можно найти через выражение
IБVT10max
= IНmax
h21ЭVT10
+1,
тогда ток источника тока промежуточного каскада (1.4):
I = 1,1×
IНmax
= 1,1×
3, 54
» 0,111 А.
ИVT7
h21ЭVT10
+1 34 + 1
В промежуточном каскаде будем использовать комплементарные транзи- сторы VT7 – КТ814Б, VT8 – КТ815Б, которые могут обеспечить указанный ток. Максимальное напряжение в схеме между коллектором и эмиттером данных транзисторов равно:
UКЭm = UП+ UН max+ UБЭVT10= 18 +14,14 + 1,1 = 33, 24 В.
Данное напряжение меньше предельно допустимого для КТ814Б, КТ815Б, которое равно 40 В [10]. Максимальная мощность, выделяемая в схеме на этих транзисторах, работающих в классе усиления А, равна:
IИVT7 × UКЭm = 0,111× 33, 24 » 3, 7 Вт,
что не превышает предельно допустимой мощности данных транзисторов, рав- ной 10 Вт, при использовании теплоотвода. Транзисторы КТ814Б, КТ815Б
имеют низкое напряжение насыщения
UКЭнас, которое при токе 0,111 А не пре-
вышает 0,1 В [10]. Ограничим на источнике тока VT7, R6, R7, R10 минималь- ное падение напряжения (1.3) значением 1 В.
Далее формируем требования к напряжению пульсаций источника питания и рассчитываем значение емкостей конденсаторов С3, С4.
UПульс =UП -(Uнmax +IНmax ×R14 +UБЭVT10 +UИVT 7),
UПульс= 18 - (14,14 + 3, 54 × 0, 22 + 1,1 + 1, 0) = 0, 982 В.
Ёмкость сглаживающих конденсаторов С связана с амплитудой напряже- ния пульсаций UПульс и током потребления усилителя IПотр уравнением [11]
2 × U
Пульс
=T×IПотр,
С
где Т – период пульсаций, равный 0,01 секунды при двухполупериодном вы- прямлении и частоте сети 50 Гц.
Ток потребления усилителя можно приблизительно считать равным сумме токов потребления оконечного и промежуточного каскадов:
Тогда
IПотр =IИVT7
+ IНmax.
p
C = T æI
+ IНmax ö=
0, 01
æ0,111+ 3,54 ö= 0, 0063 Ф.
2 ×U
ç ИVT7
p ÷ 2 × 0,982 ç p ÷
Пульс è ø è ø
Выбираем значение емкостей сглаживающих конденсаторов с запасом: С3 = С4 = 10 000 мкФ.
В качестве VT9 выбираем такой же транзистор, как VT8 – КТ815Б, кото- рый можно установить на общий с транзисторами VT10, VT11 радиатор для повышения температурной стабильности выходного каскада. Напряжение UКЭVT9 между коллектором и эмиттером транзистора VT9 является напряжени- ем смещения UСМ для транзисторов выходного каскада. При токе покоя выход- ного каскада I0, равном 100 мА, напряжение между базой и эмиттером выход- ных транзисторов приблизительно равно 0,58 В. Напряжение смещения равно:
UСМ =UКЭVT9 =UБЭVT10 +I0 ×(R14 +R15)+UБЭVT11; UКЭVT9 = 0,58 + 0,1×(0, 22 + 0, 22)+ 0,58 » 1, 2 В.
Зададим ток делителя через R11 равным шести токам базы IБVT9. Значения элементов источника напряжения смещения (VT9, R11, R12) подчиняются сле- дующим соотношениям:
R U - U
11 = КЭVT9 БЭVT9; (1.5)
R U
12 БЭVT9
6×IБVT9×R11 + 5×IБVT9 ×R12 = UКЭVT9. (1.6)
В покое, когда входной сигнал равен нулю, ток коллектора IКVT9 близок по значению току IИVT7 = 111 мА, вытекающему из источника тока промежуточно- го каскада. Разница равна току базы покоя выходного транзистора VT10:
IБ VT10 = I0/h21Э0 = 100/34 ≈ 3 мА.
Тогда IКVT9 ≈ 0,108 А. Коэффициент передачи по току h21ЭVT9 ≈ 70 и напря- жение UБЭVT9 ≈ 0,7 В при токе коллектора 108 мА.
IБVT9
= IКVT9
h21ЭVT9
= 108 » 1,54
70
мА.
Из уравнений (1.5) и (1.6):
R12 =UКЭVT9 ×
IБVT9
UБЭVT9
6 ×U - U
КЭVT9 БЭVT9
1, 2
|
× 0, 7
6 ×1, 2 - 0, 7
= 83,9.
Значения сопротивлений резисторов приводим к стандартизованному ряду.
R12 » 82 Ом;
R11 = R12 ×æUКЭVT9 -1ö= 82× æ1, 2 -1ö= 58, 6 » 59 Ом.
 |  |
çU ÷ ç0, 7 ÷
è БЭVT9 ø è ø
Рассчитаем источник VT7, R6, R7, R10 (см. рис. 1.1). Из уравнения (1.3):
R10 £UИVT7 -2 ×UКЭНАСVT7;
IИ VT7
R10 = 1-2 ×0,1 = 7, 2 » 6,8 Ом.
0,111
Падение напряжения на резисторе R6, в соответствии с законом напряже- ний Кирхгофа, равно сумме падений напряжений на резисторе R10 и базо- эмиттерном переходе UБЭVT7 ≈ 0,7 В. Ток базы VT7 связан с током источника через коэффициент передачи по току h21ЭVT7, который для тока 111 мА прибли- зительно равен 90 [10]. Пусть через R6 ток делителя составляет девять токов базы, тогда:
R6 » IИVT7 ×R10 +UБЭVT7 = 0,111×6,8 +0, 7 = 131 » 130 Ом;
(9 × IИVT7 / h21ЭVT7) (9 × 0,111/ 90)
R7 »UП -(IИVT7 ×R10 +UБЭVT7) =18 - (0,111× 6,8 + 0, 7) »1300 Ом.
(10 × IИVT7 / h21ЭVT7) (10 × 0,111/ 90)
Сопротивление резистора R13 в цепи эмиттера составного транзистора VT6, VT8 промежуточного каскада усиления может быть равным или меньшим сопротивлению резистора R10 = 6,8 Ом. Иначе не будет выполняться требова- ние по уровню сигнала на выходе усилителя. Отрицательная полуволна гармо- нического сигнала в усилителе будет ограничиваться при меньшем значении амплитуды, чем положительная полуволна. Ток эмиттера транзистора VT6 в схеме (см. рис. 1.1) равен току базы транзистора VT8.
IЭVT6 = IБVT8 = IИVT7 / h21ЭVT8 = 111/ 70 = 1, 59 мА
Мощность, рассеиваемая на транзисторе VT6, не превысит
Pрасс = IЭVT6 ·2·UП = 1,59 · 2 · 18 = 57,3 мВт.
В качестве транзистора VT6 можно применить маломощный транзистор с не меньшим предельным напряжением UКЭ, чем у транзистора VT8. Применим тран- зистор КТ3102А с предельным напряжением 50 В, предельным постоянным током
100 мА, предельной рассеиваемой мощностью 250 мВт и среднегеометрическим коэффициентом передачи тока h21Э = 158 [7]. Рабочее напряжение между коллек- тором и эмиттером транзистора VT4 токового зеркала в покое будет равно сум- ме падений напряжений UКЭVT4 = UБЭVT6 + UБЭVT8 + IИVT7 · R13 ≈ 1,6В. Ток базы IБVT6 транзистора VT6 получается равным 1,59 мА / 158 ≈ 10 мкА. Использова- ние транзисторов VT2, VT3 с током коллектора 10 · IБVT6 = 0,1 мА не целесооб- разно. Это даст низкое значение крутизны и, как следствие, низкий коэффици- ент усиления по напряжению. Рабочие токи входного дифференциального кас- када можно выбрать исходя из условий минимума коэффициента шума, или максимального коэффициента передачи по току транзистора, или из компро- мисса между этими условиями. Выбираем КТ3107Ж в качестве VT2, VT3 с ми- нимальным нормированным коэффициентом шума при токе коллектора 0,2 мА [7]. Для токового зеркала VT4, VT5 выбираем соответствующие комплементар- ные транзисторы КТ3102Д. В источник тока на VT1 выбираем транзистор КТ3107А. Выходной ток источника VT1, R3, R4, R5 в соответствии с вышеиз-
ложенным зададим
IИVT1 = 0,4 мА, тогда рабочие коллекторные токи VT2, VT3,
VT4, VT5 будут равны 0,2 мА. Токи базы VT2, VT3 в схеме (рис. 1.1) являются вытекающими. Чтобы на выходе усилителя при отсутствии входного сигнала потенциал по постоянному току был равен или близок к нулю вольт, потенциал на базах транзисторов VT2, VT3 должен быть выше и равен падению напряже- ния на резисторе R8. Обычно это напряжение задают в пределах (0,05…0,5…2,0) вольта. Так как получаемые токи малы, то выберем 0,05 В. Ток базы КТ3107Ж будет равным [7]:
IБVT2 = IБVT3 = IКVT2 / h21ЭVT2 = 0, 0002 / 50 = 4 мкА.
Значение сопротивления R8:
R8 = UR8 / IБVT3 = 0, 05 / 4×10-6 = 12500 » 12 кОм.
На резисторе R1 необходимо создать падение напряжения, равное разно- сти напряжения питания и падению напряжения на резисторе R8. Найдём зна- чение сопротивлений R1 и R2:
R1 = UП -UR8= 18 -0, 05 = 498611 » 510 кОм;
9 ×IБVT2
R 2 = UП +UR8 =
10 ×IБVT2
9 × 4 ×10-6
18 + 0, 05
10 × 4 ×10-6
= 451250 » 470 кОм.
Рассчитаем значения сопротивлений источника тока дифференциального каскада. Амплитуда входного напряжения равна 1 В, поэтому сумма падений напряжений на транзисторе VT1 и резисторе R5 будет близка к напряжению питания UП. Падение напряжения на эмиттерном резисторе источника тока
входного дифференциального каскада выбирают в интервале 20...30 % от UП.
Тогда значение R5 можно найти из уравнения
R5 =0, 3× UП
IИVT1
=0, 3×18
0, 0004
= 13500 » 13 кОм.
Сопротивления резисторов R3 и R4 делителя в цепи базы (рис. 1.1) источ- ника тока:
R3 =R5 ×IИVT1 +UБЭVT1
= 13000 ×0, 0004 +0, 6 = 161111 » 160 кОм;
9 × (IИVT1 / h21ЭVT1) 9 × (0, 0004 /100)
R4=2 × UП-(R5×IИVT1+ UБЭVT1); 10 ×(IИVT1 / h21ЭVT1)
R4= 2 ×18 - (13000 × 0, 0004 + 0, 6) =755000 »750 кОм.
10 × (0, 0004 /100)
Для того чтобы найти значения элементов С1, С2, R9, необходимо опреде- лить входное сопротивление усилителя в целом, потери на входе из-за конечно- го сопротивления источника сигнала, рассчитать коэффициент усиления. В усилителе применена параллельная по выходу и последовательная по входу общая отрицательная обратная связь. Её действие приводит к увеличению входного сопротивления по току базы транзистора VT2 пропорционально глу- бине обратной связи [2], величина которой в многокаскадном усилителе дости- гает больших значений. Поэтому входное сопротивление усилителя определя- ется в основном значениями сопротивлений входных резисторов R1 и R2.
R =R1×R2 =510 × 470
= 244, 6 кОм.
ВХ R1+ R2 510 + 470
Коэффициент входных потерь составит:
K = RВХ
= 244, 6
= 0,839.
ВХ ПОТЕРЬ
RГ+ RВХ 47 + 244, 6
В усилителе (рис. 1.1) сигнал по напряжению усиливается во входном дифференциальном каскаде и промежуточном каскаде. Выходной каскад по схеме комплементарного эмиттерного повторителя усиливает сигнал только по току и согласует выход усилителя с низкоомной мощной нагрузкой.
Коэффициент усиления напряжения промежуточного каскада рассчитыва- ется по формуле [9]
KUПР »-
, (1.7)
где SД – крутизна преобразования для составного транзистора по схеме Дар- лингтона [9]:
SД =
IК Д
2 × UТ
; (1.8)
UТ – тепловой потенциал, равный kT/q [9], k – постоянная Больцмана, Т – абсолютная температура, q – заряд электрона; UТ = 0,026 В при Т = 300 К;
RHΣПР – общее сопротивление нагрузки в цепи коллектора, состоящее из параллельного соединения сопротивлений:
rКЭД ×RК ПР ×RВХОК
|
КЭД
×RКПР
+ rКЭД
×RВХОК
+ RКПР
×RВХОК
; (1.9)
rКЭД – активное сопротивление между коллектором и эмиттером составно- го транзистора по схеме Дарлингтона,
rКЭД
»2 ×rКЭVT8; (1.10)
3
rКЭVT8 – сопротивление утечки между коллектором и эмиттером гибридной эквивалентной малосигнальной схемы транзистора с общим эмиттером [2, 8]:
rКЭVT8 »
IКД
; (1.11)
IКД – рабочий ток промежуточного каскада, равный выходному току IИVT7
источника тока VT7, R6, R7, R10;
UY – напряжение Эрли [9], среднегеометрическое значение которого для
n-p-n транзистора равно 126 В и для p-n-p транзистора – 77,5 В;
UКЭVT8 – рабочее напряжение между коллектором и эмиттером VT8 в по-
кое:
UКЭVT8 = UП - R13× IИVT7 - 0,5 × UКЭVT9 = 18 - 6,8 × 0,111- 0,5 ×1,2 = 16,6 В;
RКПР – общее сопротивление источника тока и источника смещения на вы-
ходе промежуточного каскада. Так как сопротивление переменному току ис- точника смещения VT9, R11, R12 (≈ rЭVT9) намного меньше сопротивления ис- точника тока VT7, R6, R7, R10, то приравняем RКПР к динамическому сопротив- лению источника тока, которое согласно [9] равно:
R » r = r
×æ1+
h21ЭVT7 ×R10
ö
|
КПР
iVT7
КЭVT7 ç
è
rБ' ЭVT7
+(R6×R7) (R6+R7) +R10 ÷
rКЭ VT7 »
IИVT7
; (1.13)
rБ'ЭVT 7
= (1 + h
|
UТ
IИVT 7
. (1.14)
Входное сопротивление оконечного каскада
R ВХ ОК
» (1 + h
21Э VT11
)×æ UТ
|
IНmax
+ R15 + R
ö. (1.15)
|
Проведём расчёт выражений (1.7)–(1.15), используя параметры гибридной эквивалентной схемы транзистора (схема Джиаколетто) [2, 8, 5]:
rКЭVT8
r
» 126 +16,6 » 1284 Ом;
0,111
» 2 ×1284 » 856 Ом;
КЭД
r
» 77,5 +16,4 =846 Ом;
КЭVT7
0,111
rБ'ЭVT7
= (1+ 90)× 0,026 = 21,3 Ом;
0,111
SД =
0,111
2 × 0,026
= 2,13 См;
RВХОК
»(1+70)×èçæ0,0263,54+0,22+4÷öø»300Ом;
R » r
= 846 ×æ1+ 90 ×6,8 ö» 4385 Ом;
КПР iVT7
ç 21, 3 +(130 ×1300) (130 +1300) +6,8 ÷
è ø
RНSПР
= 856 × 4385× 300
856 × 4385 + 856 × 300 + 4385× 300
= 211,4 Ом;
KUПР = -
» -29.
Коэффициент усиления входного дифференциального каскада в схеме уси- лителя (рис. 1.1) определяется по формуле [9]
 |
K =- 1 S R,
UДИФ
2 VT2
НSДИФ
где SVT2 – крутизна преобразования в дифференциальном каскаде:
SVT 2
=IК VT 2
UТ
= 0,0002 » 0,0077 См;
0,026
RНΣДИФ – общее сопротивление нагрузки дифференциального каскада, со- стоящее из параллельного соединения сопротивлений:
|
КЭVT2 ×RТК+rКЭVT2 ×RВХПР +RТК×RВХПР
rКЭVT2 – активная составляющая дифференциального сопротивления участка между коллектором и эмиттером транзистора VT2, включенного по схеме с об- щим эмиттером [9]:
rКЭVT2 »
IКVT2
= 77,5+15,4 = 464500 Ом, 0,0002
RТК – динамическое сопротивление токового зеркала, равное сопротивле- нию rКЭ VT4 при отсутствии резистора в цепи его эмиттера:
RТК
=rКЭVT4 =
IКVT4
= 126+2,1 = 640500 Ом,
0,0002
RВХ ПР – входное сопротивление промежуточного каскада, построенного по схеме Дарлингтона:
RВХПР
» 2 × h
21ЭVT 6
UТ
|
|
КД
= 2 ×158 × 70 0,026 = 5181 Ом,
0,111
RНSДИФ
= 464500× 640500× 5181
464500× 640500 + 464500× 5181+ 640500× 5181
= 5083 Ом,
KUДИФ
= - 1 0,0077 × 5083 = -19,6.
2
Общий коэффициент усиления по напряжению усилителя с разомкнутой обратной связью выражается произведением:
KUДИФ ×KUПР =19,6 ×29 =568,4.
По условиям технического задания должно выполняться следующее тож- дество для сквозного коэффициента усиления:
К = К
× KUДИФ ×KUПР
=UН,
Е ВХ ПОТЕРЬ
1+ В×K
UДИФ
×KUПР UГ
где В – коэффициент передачи пассивной цепи общей отрицательной обратной связи R8, R9, C2. Он должен быть положительным и меньше единицы.
1 æUГ×КВХ ПОТЕРЬ ×KUДИФ ×KUПР ö
B =
KUДИФ
×ç
×KUПР è UН
-1÷,
|
|
×æ0,707 × 0,839 ×19,6 × 29 -1ö=0,05756
 |
19,6 × 29 ç 10 ÷.
Значение коэффициента передачи цепи общей отрицательной обратной связи зависит от величин элементов R8, R9, C2. Если применить конденсатор С2 с реактивным сопротивлением на нижней границе заданного частотного диапазона меньшим или равным значению активного сопротивления резистора R9, то:
B = R9.
R8 + R9
Зная В и R8, найдём значение R9 и затем C2.
R9 =B×R8 =0,05756×12000 =732,9 »750 Ом;
С2 =
1- В
2 × p×fН× R9
1- 0,05756
= 1
2 × p× 30 × 750
= 7,07 ×10-6
» 10 мкФ.
После выбора значений сопротивлений резисторов из стандартизованного ряда уточним значение коэффициента В:
B = 750
12000 + 750
» 0,05882.
Рассчитаем значение ёмкости конденсатора С1. Его реактивное сопротив- ление должно быть меньше или равно значению входного сопротивления уси- лителя на нижней частоте рабочего диапазона частот:
XC1 =
2 × p×fН
× C1
£ RВХ;
С1 =
2 × p×fН× RВХ
= 10
2 × p× 30 × 244600
= 2,17 ×10-7
» 0,22 мкФ
Проверим полученные значения коэффициентов передачи:
UН = UГ
×КЕ
= 0,707× 0,839×
19,6 × 29
1+ 0,05882×19,6 × 29
= 9,8 В.
Требуемое значение напряжения усиленного сигнала на выходе выполня- ется с точностью выше 5 % (зависит от значения R9).
10 -9,8 ×100 % = 2 % < 5 %
Оценить нелинейные искажения сигнала в усилителе можно по экспери- ментальным данным: непосредственным измерением коэффициента гармоник усилителя (с помощью измерителя нелинейных искажений С6-11) или методом
|
kГООС
=1+ B× K
kГ
UДИФ
×KUПР
kГООС
kГООС
= 5
1 + 0,05882×19,6 × 29
= 15
1 + 0,05882×19,6 × 29
= 0,145 %.
= 0,436 %.
Для уменьшения коэффициента гармоник рекомендуется увеличить коэф- фициент петлевого усиления. Например, можно поднять коэффициент усиления дифференциального каскада, увеличив рабочие токи транзисторов VT2, VТ3.