П е р е п а д а м и называют быстрые (скачкообразные) изменения электрической величины между двумя уровнями.

Г л а в а 7. ИМПУЛЬСНЫЕ УСТРОЙСТВА.

Параметры импульсных сигналов.

 

В различных областях электроники - в электронно-вычислительной технике, в радиолокации, телевидении, в системах радиосвязи, в судовой электроавтоматике - широко применяют устройства, работающие в импульсном режиме.

И м п у л ь с н ы м р е ж и м о мработы называется такой режим, при котором устройство вырабатывает или находится под воздействием электрической величины, имеющей характер импульсов и перепадов.

И м п у л ь с о мназывают электрическую величину (напряжение, ток, мощность), которая в течение короткого промежутка времени, соизмеримого с длительностью переходных процессов в устройстве, изменяется от одного постоянного (начального) значения до некоторого другого постоянного значения.

П е р е п а д а м и называют быстрые (скачкообразные) изменения электрической величины между двумя уровнями.

Форма импульсов (рис.7.1) может быть прямоугольной (а), трапецеидальной (б), линейно изменяющейся (треугольной) (в), экспоненциальной (г) и т. д.

Рисунок 7.1. Формы импульсных сигналов.

 

Форма реальных импульсов обычно отличается от представленных на рисунке геометрически правильных импульсов из-за влияния, например, реактивных элементов и др. Так, наиболее часто встречающиеся прямоугольные импульсы обычно имеют реальную форму, показанную на рис. 7.2.

 

Рисунок 7.2. Реальный Рисунок 7.3. Периодически-

прямоугольный импульс -последовательный импульс

Участки аб и вг быстрого нарастания и спада напряжения называются соответственно фронтом и срезом (спадом) импульса, участок бв, на котором напряжение изменяется сравнительно медленно, называют вершиной. Наибольшее, по сравнению с исходной, U₀ значение напряжения импульса U_m называют амплитудой (высотой) импульса.

Прямоугольный импульс характеризуют также длительностью импульса t_и, которая графически определяется на уровне 0,1U_m; длительностью фронта t_ф и длительностью среза t_с, которые определяются между уровнями от 0,1U_m до 0,9U_m. Изменение напряжения на вершине импульса ΔU называется завалом вершины. Если импульсы следуют друг за другом через равные промежутки времени Т, их называют периодической последовательностью импульсов (рис. 7.3). Дополнительными параметрами периодической последовательности импульсов являются следующие величины. Период повторения импульсов Т- отрезок времени между одноименными фронтами двух соседних однополярных импульсов. Величина, обратная периоду повторений: F = 1/T, называется частотой повторений. Скважность импульсов - отношение периода повторения к длительности импульса: q = T/t_u. Интервал времени между окончанием одного импульса и началом следующего называют паузой: t_п = Т - t_и.

Рисунок 7.4. Амплитудно-частотная характеристика

При анализе работы импульсных устройств и передаче импульсных сигналов важно знать спектральный состав этих сигналов. С целью исследования этой характеристики используется частотное представление функции в виде спектра (рис.7.4), представляющее собой преобразование Фурье во временной области - амплитудно-частотную характеристику (АЧХ). Эта характеристика играет особую роль при переработке и передаче сигналов, так как определяет параметры и полосу пропускания аппаратуры. Спектры характери-зуются активной шириной, т. е. диапазоном частот от 0 до f_mах, в котором сосредоточено 95% энергии сигнала. Например, для импульса прямоугольной формы f_mах = 2/t_и (рис. 7.4), для колоколообразного f_mах = 0,25/t_и. Для неискаженной передачи прямоугольного импульса необходима полоса пропускания, равная 2/t_и, а для колоколообразного - почти в восемь раз меньшая.

Введем понятие электрического сигнала. Э л е к т р и ч е с к и й с и г н а л - это физическая величина (ток, напряжение, электрическая мощность), параметры которой содержат информацию. Для образования сигналов среди многих других способов могут быть использованы импульсы. Сигналы в виде импульсов широко используются в современных цифровых вычислительных машинах.

 

Электронные ключи.

В современной судовой автоматике широко применяются устройства, называемые электронными ключами. Основное их назначение состоит в коммутации (замыкании, размыкании) электрических цепей под воздействием управляющих сигналов.

Ключ в стационарном режиме находится в одном из двух состояний – замкнутом или разомкнутом. Когда ключ замкнут (включен), сигнал от генератора проходит в нагрузку, когда ключ разомкнут (выключен) – не проходит. Во включенном состоянии ключ должен обладать малым сопротивлением в выключенном – большим.

Для построения электронных ключей используются полупроводниковые и магнитные приборы с нелинейными характеристиками – диоды, транзисторы, ферромагнитные сердечники, туннельные диоды и т.д. Уровни напряжения и импульсные сигналы в ключевых схемах могут быть закодированы в двоичной системе счисления цифрами 1 и 0. Низкий потенциал при отсутствии импульса кодируется 0, высокий потенциал или наличие импульса кодируется 1, допускается и обратная кодировка.

Для построения транзисторных ключевых схем используют такие схемы включения транзистора, как “общий эмиттер” (ОЭ), “общая база” (ОБ), “общий коллектор” (ОК). Наибольшее применение получили транзисторные ключи ОЭ.

При отсутствии на входе схемы импульса, транзистор закрыт (режим отсечки, близкий к режиму идеального разомкнутого ключа), сопротивление в цепи коллектор-имиттер – большое, на выходе схемы U_сс = U_{о .} Когда на вход схемы подаются положительные импульсы напряжения транзистор переходит из закрытого состояния в открытое (режим насыщения, близкий к режиму идеального замкнутого ключа), сопротивление в цепи коллектор-эмиттер мало и на выходе схемы U₀.

Транзисторные ключи выполняются на биполярных или полевых транзисторах. В свою очередь ключи на полевых транзисторах делятся на МДП -ключи и ключи на полевых транзисторах с управляющим р-n -переходом.

Ключи на биполярных транзисторах делятся на насыщенные (рис.7.5) и ненасыщенные (рис. 7.6).

 

 

Рисунок 7.6 Схема ненасыщенных ключей с ОЭ типа n-p-n.

 

Ключевой каскад на рис. 7.5 представляет собой каскад по схеме с ОЭ, на входе которого включен резистор Rb, обеспечивающий при заданном входном напряжении Ui требуемый ток насыщения базы Показанный на рис. 7.5 конденсатор Сb называется ускоряющим, он предназначен для повышения быстродействия ключа. Благодаря ему увеличивается отпирающий базовый ток в момент появления сигнала и ускоряется процесс запирания транзистора при отсутствие сигнала, поскольку в этом случае ускоряющий конденсатор будет создавать на базе запирающее напряжение отрицательной полярности.

Второй способ повышения быстродействия транзисторного ключа заключается в применении отрицательной обратной связи (рис. 7.6, б). Сущность способа заключается в предотвращении насыщения транзистора за счет использования в цепи отрицательной обратной связи диода VD. Пока напряжение база-коллектор больше падения напряжения на сопротивлении Ro, этот диод заперт, обратная связь отсутствует. При увеличении входного сигнала (и соответственно входного тока) увеличивается и ток коллектора. При достаточно большом входном сигнале напряжение база-коллектор становится равным падению напряжения на сопротивлении резистора Ro, диод VD отпирается и начинает действовать отрицательная обратная связь. Теперь рост базового тока мало влияет на режим транзистора, так как значительная часть входного тока протекает в этом случае непосредственно через диод и транзистор не переходит в режим насыщения.

Рассмотренный способ реализуется с помощью диодов Шотки, подключаемых параллельно переходу база-коллектор транзистора, при этом такая комбинация в интегральном исполнении составляет единую структуру - транзистор Шотки.

Существенного повышения быстродействия ключа на рис. 7.6,б можно добиться только при использовании диодов, имеющих малое время восстановления. Если применять низкочастотные диоды, в которых велико время рассасывания заряда, накопленного в базе, то эффект от введения нелинейной обратной связи будет незначителен. В этом случае диоды Шотки незаменимы. Они имеют малое время восстановления (не более 0,1 нс), низкое напряжение отпирания (около 0,25 В) и малое сопротивление в открытом состоянии (около 10 Ом). При применении диодов Шотки отпадает необходимость во введении дополнительного напряжения смещения. Это обусловлено тем, что диод отпирается при более низком напряжении между коллектором и базой, когда транзистор еще находится на границе активного режима.

На рис. 7.6,а приведена схема ненасыщенного ключа, вкоторой насыщение транзистора исключается из-за диода VD. В про­цессе открывания транзистора отрицательный потенциал коллектора уменьшается. Диод VD открывается, когда потенциал анода превысит потенциал катода. После этого напряжение на переходе эмиттер ­ будет больше Е₁ на значение падения напряжения на открытом диоде VD. Полного насыщения транзистора не происходит, так как напряжение U_к не может уменьшиться.

После открывания диода VD увеличение тока коллектора / _к при­водит к увеличению тока через диод VD, а ток через резистор R_к ос­тается практически неизменным.

При поступлении запирающего сигнала начинают уменьшаться ток / _к и ток через диод VD, а ток через резистор R_к и выходное напряжениене будут изменяться до тех пор, пока ток через диод не станет равным нулю, т. е. пока не закроется диод. Задержка закрывания тран­зистора является недостатком этой схемы.

Большим быстродействием обладает схема ненасыщенного ключа с нелинейной отрицательной обратной связью, которая осуществляет­ся через диод VD (рис. 7.6,б). При подаче входного сигнала транзистор начинает открываться, отрицательный потенциал коллектора и анода диода VD уменьшается, и в какой-то момент времени диод VD откры­вается. Теперь ток базы от входного напряже­ния уменьшается, так как часть тока пройдет через переход эмиттер - коллектор и откры­тый диод VD. До открывания диода базовый ток был значительно большим, что способство­вало ускорению перехода транзистора из за­крытого состояния в открытое. Насыщение исключается из-за уменьшения базового тока. После открывания диода выходное напряжение остается практически неизменным.

Базовый ток создает на резисторе R паде­ние напряжения, которое увеличивает отри­цательный потенциал катода диода. Поэтому диод открывается рань­ше, чем транзистор окажется в режиме насыщения. Если катод дио­да присоединить непосредственно к базе транзистора, последний вой­дет в режим насыщения раньше, чем откроется диод, и избежать насыщения транзистора не удастся. Однако напряжение на резисто­ре R зависит от переключающего тока базы.

Схема на рис. 7.6, в практически лишена этого недостатка. В этой схеме вместо резистора используется диод VD2, который открывается при определенном напряжении отсечки и имеет очень малое прямое со­противление. При подаче входного сигнала открывается диод VD2, когда напряжение на нем превысит значение отсечки. Положительный потенциал диода VD1 на катоде увеличивается, и последний откры­вается до насыщения транзистора. Падение напряжения на диоде VD2 практически не зависит от базового тока.

 

Б а з о в ы е с х е м ы к л ю ч е й н а п о л е в ы х т р а н з и с т о р а х с управляющим р—п -переходом показаны на рис. 7.7. Коммутируемый сигнал подается на вход U_i и снимается с выхода U_o (R_n - сопротивление нагрузки). Сигнал управления подается на вход U_u. Для запирания ключа на затвор транзистора подается напряжение, которое должно превышать напряжение стока и истока на величину, большую напряжения отсечки на 2...3 В, но не превышающую для конкретного транзистора предельно допустимых значений.

 

Рисунок 7.7 Схема ключей на полевых транзисторах с p-n-переходом.

 

В закрытом состоянии сопротивление ключей достаточно велико (более 10 Ом). Оно определяется не только сопротивлением канала, но и током обратно смещенного р-п -перехода затвор-сток. В закрытом состоянии емкость между управляющим электродом и цепью переключаемого сигнала составляет 3...30 пФ.

В открытом состоянии ключа напряжение на управляющем электроде близко к нулю и зависит от значения коммутируемого напряжения U_i и сопротивления нагрузки R_{n .} Это обусловлено тем, что при увеличении напряжения на истоке транзистора и неизменном потенциале затвора напряжение затвор-исток отлично от нуля и транзистор частично заперт, при этом сопротивление сток-исток увеличится, и падение напряжения в канале сток-исток возрастет. Для ключа, работающего в режиме прерывателя, когда напряжение U_i может меняться в широких пределах, это является существенным недостатком. Поэтому в таких случаях необходимо применять схемы, обеспечивающие автоматическую стабилизацию напряжения между затвором и каналом. На схемах рис. 7.7. эту роль выполняет последовательно включенный в цепь затвора диод VD, который для запирающего напряжения включен в прямом направлении. Если напряжение управления выбрать больше максимально возможного значения коммутируемого напряжения, то при подаче открывающего напряжения р—га- переход затвора открывается, а диод VD закрывается. В этом случае при изменениях коммутируемого напряжения р—n- переход останется открытым и сопротивление его канала останется неизменным. Для этой же цели в схеме на рис. 7.7,б между истоком и входом ключа дополнительно включается высокоомный резистор R. Используемый в схеме на рис. 7.7,а конденсатор С предназначен для ускорения процесса перезарядки емкостей затвор-исток и затвор-сток.

 

М Д П – к л ю ч и могут быть реализованы на МДП -транзисторах как с индуцированным, так и со встроенным каналом. Однако последний тип МДП -транзисторов нашел ограниченное применение на практике, поэтому дальнейшее рассмотрение проведем применительно к МДП - ключам с индуцированным каналом.

Базовые схемы МДП - ключей показаны на рис. 7.8. На рис. 7.8,а показана схема простейшего ключа на МДП - транзисторе с индуцированным каналом р- типа. Для отпирания транзисторов рассматриваемых схем на их затвор нужно подать отрицательное напряжение U_i, превышающее напряжение на остальных электродах на величину, большую порогового напряжения затвор-исток U_зи, при котором и создается (индуцируется) токопроводящий канал, характеризующийся уменьшением сопротивления по мере увеличения (до предельно допустимого) напряжения затвор-исток, когда сопротивление канала минимально. При этом в первом приближении можно пренебречь падением напряжения на транзисторе и считать, что потенциалы стока и истока у открытого транзистора приблизительно одинаковы.

Рисунок 7.8. МДП – ключи с индукционным каналом р -типа.

 

МДП - ключ на рис. 7.8, б отличается от своего предшественника тем, что его входное (коммутируемое) напряжение в общем случае может быть разнополярным, однако для этого требуется специально сформированный сигнал управления. Анализ этого ключа показывает, что коэффициент передачи коммутируемого сигнала зависит от величины его напряжения. Для уменьшения погрешности, возникающей в результате наличия нелинейности коэффициента передачи, целесообразно увеличивать сопротивление нагрузки R_n.

 

Т и р и с т о р н ы е к л ю ч и могут использоваться в силовых цепях электрооборудования для включения потребителей постоянного и переменного тока большой мощности и напряжения.

Простейший тиристорный ключ для нагрузки R_н, работающей на постоянном токе, показан на рис. 7.9. При подаче питания на схему тиристор закрыт. Конденсатор разряжен через резисторы R_н и R. При замыкании контакта В «Включение» через управляющий электрод проходит ток управления, значение которого ограничивается резистором­ R. Тиристор открывается лавинообразно за время 25--30 мкс, и в от­крытом состоянии ток ограничивается сопротивлением нагрузки, па­дение напряжения на тиристоре при номинальном токе нагрузки сос­тавляет 0,5-1В, т. е. прямое сопротивление тиристора измеряется в тысячных долях Ома. Таким образом, время замкнутого состояния контакта В должно быть не меньше времени открывания тиристора. В открытом состоянии тиристора конденсатор С заряжается через резистор R.

Для закрывания тиристора замыкается контакт О «Отключение». Напряжение заряженного конденсатора прикладывается к тиристору «плюсом» на катод. Емкость конденсатора подбирается такой, чтобы продолжительность импульса напряжения была достаточна для сниже­ния тока ниже значения тока удержания, когда тиристор закрывается.

Если нагрузка R обладает индуктивностью, при отключении воз­никает Э.Д.С. самоиндукции, которая может создать опасное для ти­ристора перенапряжение. Диод VD включает разрядный контур для тока, создаваемого Э.Д.С.

В режиме электронного ключа также легко работают и м п у л ь с н ы е д и о д ы. Рассмотрим их работу в различных режимах:

 

Рисунок 7.10. Диодный ключ с синусоидальным источником:

а) сигнал на входе; б) сигнал на выходе;

 

Рисунок 7.11. Диодный ключ. Двусторонний ограничитель.

а) сигнал на входе; б) сигнал на выходе;

 

 

Рисунок 7.12. Диодный ключ. Выравнивание амплитудных импульсов.

 

Благодаря своим характеристикам импульсные диоды прекрасно справляются со своими обязанностями в схемах логических элементов различных конструкций и назначений, которые мы подробно будем рассматривать далее.

Мультивибраторы.

 

В импульсных устройствах находят широкое применение генерато­ры несинусоидальных релаксационных колебаний. Релаксационными называются периодические колебания, в которых медленные изменения чередуются со скачкообразными. Они бывают прямоугольными, пилообразными, пилообразно-импульсными.

 

 

Рисунок 7.13. Мультивибратор.

а) схема б) диаграмма напряжений

 

Генераторы релаксационных колебаний используют в качестве пус­кающих и переключающих устройств, для деления частоты и т. п. Они могут работать в автоколебательном, ждущем режиме, а также в режимах синхронизации и деления частоты.

Этим определяется название «мультивибратор», означающее «гене­ратор множества колебаний». Чаще всего мультивибраторы выполняют на транзисторах.

Основная схема транзисторного м у л ь т и в и б р а т о р а в а в т о к о - л е б а т е л ь н о м р е ж и е пред­ставлена на рис.7.13. Мультивибратор, собранный по основной схе­ме, представляет собой двухкаскадное устройство, в котором выходы каскадов связаны со входом цепочкой CR_б. Если транзисторы, конден­саторы и резисторы каскадов (плеч) одинаковы, то мультивибратор на­зывается симметричным.

Исходное состояние схемы определяется кривыми напряжений (рис.7.13,б). До момента t₁ транзистор VT1 открыт (напряжение на пе­реходе эмиттер - коллектор U_1к мало), а транзистор VT2 закрыт, на­пряжение U_2К ≈ Е _к.Соответственно напряжение U_1б на переходе эмиттер - база VT1 небольшое, а положительное напряжение U_{2 б} при­ложено к базе VT2 от конденсатора С1, который в момент t = 0 пол­ностью заряжен, конденсатор С2 разряжен. Конденсатор С1 разря­жается через резистор R2 _б, внутреннее сопротивление источника пита­ния Е _к и открытый транзистор VT1. По мере разряда конденсатора С1 напряжение U_2б обратной полярности, действующее между эмиттером и базой транзистора VT2, уменьшается.

В открытом состоянии транзистора VT1 базовый ток проходит через резистор R1 _б и параллельно через конденсатор С2 и резистор R2_к причем конденсатор С2 заряжается. Зарядный ток создает на резисторе R2_к падение напряжения. Поэтому напряжение на переходе эмиттер ­- коллектор U_2к транзистора VT2 увеличивается постепенно во время импульса t_2и. Заряд конденсатора С2 закончится раньше, чем разря­дится конденсатор С1, так как резисторы схемы подобраны при усло­вии R _б > R _к. После заряда конденсатора С2 насыщенное состояние транзистора VT1 поддерживается током базы через резистор R1_б.

В момент t₁ конденсатор С1 полностью разрядится и под действием напряжения источника питания Ек возникнет базовый ток транзистора VT2 через резистор R2 _б и конденсатор С1, что приведет к толчку отрицательного напряжения U_2б. В результате транзистор VT2 лавино­образно откроется, и напряжение обратной полярности через конден­сатор С2 прикладывается к переходу эмиттер - база транзистора VT1, последний закроется. Так как конденсатор С2 зарядился до на­пряжения питания Ек, обратное (положительное) напряжение на пере­ходе эмиттер - база U_{1 б} транзистора VT1 скачком достигнет этой величины.

Напряжение на переходе эмиттер - коллектор U_{1 к} транзистора VT1 возрастает постепенно по мере заряда конденсатора С1 и умень­шения зарядного тока и падения напряжения на резисторе R1к, со­ответственно уменьшается отрицательное напряжение U_{2 б.} Одновре­менно конденсатор С2 разряжается через резистор R1 _б, внутреннее сопротивление источника питания и открытый транзистор VT2. В мо­мент t₂ происходит новое скачкообразное переключение схемы, тран­зистор VT2 закрывается, а VT1 открывается. Таким образом, мульти­вибратор чередует плавное изменение напряжений во время импульса со скачкообразным, т. е. генерирует релаксационные колебания с фор­мой импульса, близкой к прямоугольной.

 

М у л ь т и в и б р а т о р с у л у ч ш е н н о й ф о р м о й м п у л ь с а и регулированием скважности представлен на рис. 7.14. и регулированием скважности представлен на рис.

Ток заряда конденсаторов С1 и С2 протекает в этой схеме не через коллекторные резисторы R1к и R2к, а через резисторы R1 и R2, что обеспечивается диодами VD1 и VD2.

После разряда конденсатора С1 через базовый резистор R2б, внут­реннее сопротивление источника питания Ек, открытый транзис-тор VT1 и диод VD1 транзистор VT2 начинает открываться базовым током, который имеет две составляющие: ток через резистор R.2б и ток заряда конденсатора С1 через резистор R1. Диод VD1 не пропускает ток заря­да конденсатора С1 через резистор R1к, поэтому напряжение на пере­ходе эмиттер - коллектор транзистора VT1 нарастает быстрее, чем в основной схеме мультивибратора, и передний фронт импульса ближе к прямоугольному. На графике рис. 7.14,б пунктиром показан передний фронт импульса в основной схеме мультивибратора.

Рисунок 7.14. Мультивибратор с улучшенной формой

импульса и регулированием скважности:

а) схема; б) диаграмма импульса

Скважность регулируют потенциометром. Плечи потенциометра включаются последовательно с базовыми резисторами. Таким образом, изменяя положение движка потенциометра, можно регулировать со­противление в базовой цепи. Чем больше сопротивление в цепи базы, тем дольше разряжается конденсатор и поддерживает закрытое состоя­ние одного из транзисторов. При этом увеличивается время импульса на выходе закрытого транзистора и уменьшается время паузы на выходе открытого, период колебаний остается неизменным.

 

М у л ь т и в и б р а т о р в ж д у щ е м р е ж и м е показан на рис. 7.15.

Для автоколебательного режима работы мультивибратора характерно неустойчивое состояние, поэтому схема непрерывно гене­рирует импульсы. В ряде

Рисунок 7.15. Схема ждущего мультивибратора

с эмиттерной связью:

а) схема; б) диаграмма напряжений.

 

схем требуется получать отдельные импульсы в определенные моменты времени. Это обеспечивается надежным и устойчивым закрыванием транзистора в одном из плеч мультивиб­ратора. Для возникновения импульса на выходе необходим внешний запускающий импульс. До его подачи схема не генерирует импульсов и находится в ожидании пуска. Такой режим работы называется ждущим.

При подаче питания в схему транзистор VT2 открывается до насы­щения, так как возникает ток в цепи базы через резисторы R2б и R1к, конденсатор заряжается до напряжения, меньшего, чем напряжение источника, на значение падения напряжения на резисторе R э. Тран­зистор VT1 закрывается, так как положительное напряжение, пода­ваемое с резистора R2 на базу, оказывается больше, чем напряжение на резисторе Rэ. Это достигается подбором резисторов. Такое состоя­ние схемы сохраняется до появления запускающего импульса. Напря­жение на выходе равно падению напряжения на резисторе R э.

а)

При возникновении запускающего импульса входной конденсатор заряжается током базы транзистора VT1, и последний открывается. Через конденсатор С1 подается обратное напряжение на переход эмит­тер - база транзистора VT2. Эмиттерный ток транзистора VT2 умень­шается, что приводит к уменьшению напряжения на резисторе Rэ. Положительный потенциал эмиттера VT1 становится больше, чем ба­зы, что приводит транзистор VT1 в насыщенное состояние. Процесс заканчивается закрыванием транзистора VT2.

После открывания транзистора VT1 конденсатор С1 разряжается по цепи резистор R2б - внутреннее сопротивление источника - ре­зистор Rэ - открытый транзистор VT1. В процессе разряда конденса­тор С1 своей полярностью поддерживает закрытое состояние транзи­стора VT2. Когда напряжение на конденсаторе окажется близким к нулю, транзистор VT2 откроется, и схема лавинообразно перейдет в исходное устойчивое состояние.

Как пример применения мультивибратора рассмотрим схему двухтональной тревожной сигнализации в центральном посту управления (ЦПУ) при потере питания на ГРЩ (рис.7.16).

Рисунок 7.16 Двухтональный сигнал тревоги ЦПУ.

 

За основу схемы берется транзисторный мультивибратор автоколебательного режима, собранный на полевых транзисторах n- типа с управляющим переходом.

При разряде конденсатора С3 на базе транзистора VT1 начинает доминировать положительный потенциал, что приводит к его открытию и свечению светодиода HL1. Положительный потенциал поступает на генератор частоты U1, который выдает через динамик DM1 сигнал определенной тональности. После полной разрядки конденсатора С3 транзистор VT4 открывается и начинает его заряжать, транзистор VT1 закрывается Транзистор VT2 открывается, потому что конденсатор С4 разряжается и на базе транзистора VT2 доминирует положительный потенциал, что приводит к его открытию. Загорается светодиод HL2 и динамик DM2 выдает сигнал уже другой тональности. Это происходит до тех пор пока присутствует сигнал тревоги.

Блокинг-генераторы.

Блокинг-генераторы позволяют получать кратковременные им­пульсы большой мощности, близкие по форме к прямоугольным. Скважность импульсов больше, чем у мультивибраторов, т. е. время импульса много меньше периода колебаний. В схемах электрооборудо­вания блокинг-генераторы используют для переключения триггеров, управления тиристорами и т. п.

 

Рисунок 7.17. Схема блокинг-генератора с ОЭ в автоколебательном режиме:

а) схема; б) диаграмма напряжения.

 

Блокинг-генератор в а в т о к о л е б а т е л ь н о м р е ж и м е является однокас­кадным генератором импульсов, в котором сильная положительная об­ратная связь обеспечивается с помощью трансформатора (рис. 7.17, а).

При увеличении коллекторного тока, проходящего по первичной обмотке трансформатора, во вторичной базовой обмотке наводится ЭДС с такой полярностью, которая приводит к дальнейшему увели­чению тока коллектора, так как плюсовая полярность подключается к эмиттеру. При уменьшении тока коллектора ЭДС в базовой обмот­ке меняет направление, и плюс подключается к базе, что способствует дальнейшему уменьшению тока коллектора. В результате сильной об­ратной связи нарастание и уменьшение тока в цепи коллектора проис­ходит лавинообразно, что обеспечивает крутой передний и задний фронт импульса. Выходное напряжение (импульс) снимается со специальной нагрузочной обмотки трансформатора.

Рассмотрим работу блокинг-генератора с момента времени t1, ког­да напряжение на конденсаторе С падает до нуля (рис. 7.17,б, кривая Uc) и транзистор начинает открываться. С этого момента в коллектор­ной цепи появляется ток, и первичная обмотка трансформатора намаг­ничивает сердечник. Увеличивающийся магнитный поток сердечника наводит в базовой обмотке трансформатора ЭДС положительной по­лярности относительно эмиттера. Увеличиваются ток первичной об­мотки, магнитный поток сердечника, ЭДС базовой обмотки и в итоге коллекторный ток. Процесс развивается лавинообразно. В момент вре­мени t2 транзистор оказывается в зоне насыщения, и напряжение на коллекторном переходе становится минимальным (кривая Uк). За ин­тервал времени t1 - t2 ЭДС базовой обмотки достигает максимальной отрицательной величины е_б._мах На этом формирование переднего фронта импульса заканчивается.

Интервал времени t1 - t2 чрезвычайно мал, и электрическое сос­тояние конденсатора С практически не меняется (кривая Uc). После достижения транзистором режима насыщения конденсатор начинает заряжаться под действием ЭДС базовой обмотки через открытый пе­реход эмиттер-база. Сопротивление цепи заряда невелико, и к моменту времени tз напряжение на конденсаторе достигнет максимума U_{С МАХ}. При этом уменьшаются отрицательное напряжение u_б и ток в цепи базы.

В трансформаторе первичная обмотка оказывает намагничивающее действие, а вторичная - размагничивающее. При неизменном токе коллектора в интервале t2 - tз и уменьшающемся токе базы размагни­чивающее действие вторичной базовой обмотки уменьшается и, сле­довательно, результирующий магнитный поток сердечника растет при­близительно прямолинейно. Если магнитный поток увеличивается с по­стоянной скоростью, то наводимые в обмотках ЭДС сохраняют не­изменные значения, и напряжение U_К остается практически постоян­ным. Этим объясняется формирование плоской вершины импульса.

Резкое уменьшение тока базы выводит транзистор из насыщенного состояния и восстанавливает его усилительные свойства. После момен­та времени tз коллекторный ток начинает уменьшаться, что вызывает снижение скорости нарастания магнитного потока сердечника транс­форматора. Уменьшение ЭДС базовой обмотки, отрицательного на­пряжения U_Б приводит к уменьшению коллекторного тока.

Из выражения U_Б = - Е_Б + U_С следует, что, как только ЭДС базовой обмотки е_б по абсолютному значению станет меньше напряже­ния на конденсаторе U_С, напряжение на переходе эмиттер - база U_Б окажется положительным. Это приведет к закрыванию транзистора. Коллекторный ток и намагничивающий поток сердечника трансформа­тора будут резко падать. При этом изменится полярность вторичных ЭДС трансформатора. Электродвижущая сила самоиндукции первич­ной обмотки превысит напряжение u_к на величину ΔU_К, а напряжение на переходе эмиттер-база станет больше напряжения заряженного конденсатора на величину Δ u_б. Для уменьшения э. д. с. самоиндук­ции первичной обмотки трансформатора параллельно последней вклю­чают цепочку Rш - VD, которая создает разрядный контур для ЭДС. Резистор Rк ограничивает выброс напряжения ΔU_К, и силу коллекторного тока до допустимого значения. Таким образом, с момента tз наступает формирование среза импульса.

После закрывания транзистора начинается медленный разряд кон­денсатора С через базовую обмотку трансформатора, резисторы Rб и Rф, внутреннее сопротивление источника питания Ек. Время разряда конденсатора много больше времени импульса, а индуктивность ба­зовой обмотки не оказывает влияния на процесс разряда. Время раз­ряда конденсатора, которое зависит от емкости последнего и сопротив­ления цепи разряда, определяет время паузы между импульсами. Ког­да конденсатор полностью разрядится, начнется формирование нового импульса.

По аналогии с мультивибратором, для блокинг-генератора ж д у щ и й р е ж и м характерен тем, что схема генерирует импульсы только при поступлении на её вход запускающих импульсов произвольной формы. Для получения ждущего режима в блокинг-генератор должно быть включено запирающее напряжение (рис. 7.18).

Рисунок 7.18 Блокинг-генератор в ждущем режиме

В исходном состоянии транзистор закрыт отрицательным смещением на базе (-E_б) и прямой блокинг-процесс начинается только после подачи на базу транзистора положительного импульса достаточной амплитуды. Формирование импульса осуществляется так же, как и в автоколебательном режиме. Разряд конденсатора С1 после окончания импульса происходит до напряжения -E_б. Затем транзистор остается закрытым до прихода следующего запускающего импульса. Форма и длительность импульсов, формируемых блокинг-генератором, зависит при этом от параметров схемы.

Для нормальной работы ждущего блокинг-генератора необходимо выполнить неравенство:

 

,

 

где Т_з - период повторения запускающих импульсов.

Для устранения влияния цепей запуска на работу ждущего блокинг-генератора включают разделительный диод VD2, который закрывается после открывания транзистора, в результате чего прекращается связь между блокинг-генератором и схемой запуска.