Защитные цепы силовых модулей.

Рис.1.23

Защитная RCD-цепь, подключенная параллельно

отдельному плечу мостовой схемы (г) и траектория

рабочей точки ключа при выключении (б)

 

Для уменьшения дополнительных потерь в преобразователях на рабочие токи 10…100 А можно подключить защищенную цепь параллельно отдельному плечу мостовой схемы, или параллельно????????? стр.13 схеме, если она выполнена на основе единого модуля (рис.1.23). При этом потери в схеме 1.23 будут разделяться только всплесками напряжений из-за влияния паразитных индуктивностей монтажа, поскольку защитный конденсатор не заряжается через отдельный ключ каждой коммутации.

Для силовых схем токи 150…300 А в которых применяются двухэлементные модули для защиты от перенапряжений к выходу модуля подключают отдельный высокочастотный конденсатор. Данный элемент выполняет ту же защитную функцию, что и стандартный RCD-цепочка при двухтактном режиме работы схемы. При этом так же не происходит разряда конденсатора через отдельный ключ. Недостатком рассматриваемого варианта является возможность возникновения резонансных колебаний между защитным конденсатором и паразитными индуктивностями монтажных соединений

При рабочих токах более 400 А силовые модули выполняются в виде отдельных ключей. Используются также параллельные сборки модулей. Для мостовой конфигурации в данном случае применяются защитные RCD-цепи, в которых резисторы подключаются перекрестно, т.е. к противоположным монтажным шинам схемы (рис.1.25). При параллельном соединении модулей данные цепи подключаются к каждому отдельному плечу схемы.

Осциллограмма напряжения на запирающем ключе для представленных схем защиты (кроме стандартной RCD-схемы, показана на рис.1.26). Начальный всплеск напряжения ∆V1 определяемой величиной паразитной индуктивности в контуре защитной цепи Ls2. После этого выходное напряжение увеличивается за счет защитного конденсатора энергией, накопленной в паразитных индуктивностях монтажных шин Ls2.

Если установить допустимые значения всплесков напряжения ∆V1 и ∆V2 можно

рассчитать параметры защитных цепей. Индуктивность цепи снаббера определятся выражением:

Ls2 выражение!!!!!!!на стр 13

где (di/dt) – скорость нарастания тока

в открывающемся ключе, или скорость спада тока

в противофазном диоде.

 

РИСУНОК

Рис.1.26.

 

Напряжение на запираемом ключе для защитных схем (без разряда емкости через открытый ключ)

 

Например, для IGBT – модулей данную скорость оценивают как произведение постоянного коэффициента к=0.02. Для модуля на силовой ток 100 А получаем скорость изменения тока 8 А/нс. При этом минимально допустимая паразитная индуктивность Ls2=12.5 нГн (для допустимого всплеска ∆V1 = 100 В) Величина защитной емкости определяемой по величине энергии, накопленной в паразитной индуктивности Ls1:

С…….формула на стр.14

где I0 – номинальный ток нагрузки в силовой схеме. При допустимой паразитной индуктивности монтажа Ls1 = 50 нГн для токов нагрузки 400 а и всплеске ∆V2 = 100 В получаем величину С0 = 0.8 мкФ.

Чтобы уменьшить коммутационные потери, вызванные током, обратного восстановления диода, в схему рис.1.2. введен дроссель L2. Дроссель L2 имеет дополнительную размагничивающую обмотку L3, с помощью которой энергия коммутации возвращается во входной источник [6]. Зная время обратного восстановления диода (trr = 120 нc), можно найти требуемую индуктивность дросселя L2:

A дальше ФОРМУЛА НА СТР.15

!!!схема на стр.15

Рис.1.11 Модель понижающего преобразователя постоянного напряжения с дополнительным двух обмоточным дросселем.

На рис.1.12. приведены временные диаграммы в первичной I(L2) и вторичной I(L3) обмотках двух обмоточного дросселя, а также диаграмма тока I(D1) диода D1 и диаграмма напряжения на истоке транзистора Ml. В момент времени ТО открывается транзистор М1 {V(n004) }и одновременно начинает нарастать ток {I(L2)} в первичной обмотке дросселя, который вычитается из тока {I(D1)} диода D1. Ток через диод D1 уменьшается и в момент Т1 становится равным нулю. С этого момента и до момента Т2 идет процесс восстановления обратного сопротивления диода D1. В момент Т2 диод D1 запирается. В течение времени Т2—ТЗ избыточная энергия? накопленная в индуктивности L2, через L3{I(L3)} и диод D2 возвращается в источник напряжения VI.

В момент T3 вся энергия возвращена, но теперь требуется время на восстановление обратного сопротивления диода D2, который запирается в момент времени T4. В момент веремени T5 транзистор M1 запирается {V(n004)}.

!!!РИС.на стр.15 1.12

Временные диаграммы токов в обмотках дополнительного двух обмоточного дросселя.

 

В течение времени Т5—Тб вся энергия, накопленная в индуктивно­сти L2, через L3{I(L3)} и диод D2 возвращается в источник напряжения VI. В этот период времени к транзистору М1 приложено удво­енное напряжение питания. В момент Тб вся энергия возвра­щена, и далее, до момента времени Т7, протекает процесс вос­становления обратного сопротивления диода D2.

 

Рис.1.13. стр.16 СХЕЕЕМАААААААА!!!!

Рассмотрим отдельно процессы включения и выключения транзистора в схеме 1.13 при его работе в импульсном режиме, полагая, что диод является инерционным элементом с временем восстановления обратного сопротивления t_rr. Пусть в схеме, показанной на рис. 1.13 транзистор заперт, ток дросселя проходит через диод. Для того чтобы упростить рассмотрение, можно считать дроссель ис­точником постоянного тока (i_L = I).

Напряжение на транзисторе и_ся равно U, и оно в конкретной схеме регулятора зависит от U_n, U_tia или суммы этих напряжений.

Допустим в момент времени 0 на рис. 2.14 происходит включение транзистора, и его ток стока (ic) начинает нарастать. Нарастание тока происходит со скоростью, определяемой напряжением на затворе, которую для упрощения анализа будем счи­тать постоянной. По мере нарастания тока ic ток диода D (i_D) линейно убывает, поскольку дроссель является источником постоянного тока. В момент времени t₁, ток стока i_c, а ток диода становится равным нулю. В силу инерционности диод в этот момент не запирается, и его ток изменяет направление. Заметим, что при использовании диода Шоттки ток в нем прекратился бы в момент при достиже­нии транзистором тока I. Возрастание тока в транзисторе свыше значения I обус­ловлено прохождением тока в диоде в обратном направлении (ток дросселя остает­ся неизменным).

В момент t_вкл ток в диоде становится равным максимально возможному (I_RM и начиная с данного момента ток в диоде уменьшается (по абсолютному значению), стремясь к нулю; начинает снижаться и ток стока. Если не учитывать индуктивность проводников, подключаемых к диоду и транзистору, и емкостей этих элементов, на­пряжение и_си в момент t_вкл скачком уменьшается почти до нуля. В момент t'_вкл завер­шается рассасывание носителей в базе диода, заканчивается время t_rr, а ток стока становится равным I. Потери в транзисторе при его включении (мы не учитываем сейчас потери, вызванные разрядом выходной емкости транзистора при его отпира­нии) происходят на интервале времени 0 — t_вкл. Мощность потерь при этом равна:

Формула!!! на стр.16, где ∆Pвкл=

Поскольку частоту переключения f можно выразить через период повторения, окончательно мощность потерь в транзисторе при его включении равна:

 

Формула!!! на стр.16, где ∆Pвкл=…/2

 

Ток I_cmax и t_вкл время зависят от свойств диода — чем меньше ток I_RM и время t _rr, тем меньше потери в транзисторе при его включении. В интервале времени t'_вкл — t_вкл выделяется большая мгновенная мощность в запираемом диоде.

 

!!!Рис.1.14. Процесс Включения транзистора в схеме, показанной на рис.1.13. (стр.16)

Рис. 1.15. Подключение дополнительного дросселя L₁ в целях снижения потерь при включении транзистора.

 

Можно значительно снизить потери в транзисторе и изменить траекторию ра­бочей точки на его выходной характеристике при включении, подключая дополни­тельные элементы, а выходной каскад.

На рис. 1.15 показано, что в исходную схему подключен дроссель с небольшой индуктивностью L по отношению к реальной индуктивности L основного дроссе­ля. При включении транзистора скорость нарастания его тока i_c будет определяться напряжением и_аб между точками а, б схемы и индуктивностью L1. Полагая, как и раньше, напряжение на запертом транзисторе и_си = и_аб = U, получим диаграмму процесса включения, представленную на рис.1.16. Процесс на рис. 1.16 показан в предположении, что скорость тока стока i_c при подключении дросселя L1 меньше исходной скорости без дросселя (рис.1.14), что реально всегда выполняется.

Рисунок 1.16 показывает, что включение транзистора в данном случае происхо­дит после момента времени «0» при напряжении и_си близком к нулю. Следователь­но, исключаются потери в транзисторе за время t_вкл и остаются потери в диоде при его запирании в интервале времени t'_вкл — t_вкл. Подключение дросселя L1, уменьша­ющее абсолютную скорость спада тока в диоде, приводит к уменьшению макси­мального обратного тока в нем, что благоприятно влияет на уровень помех, создаваемых преобразователем на частотах в десятки мегагерц. Схема с подключе­нием дополнительного дросселя, позволяя исключить потери в транзисторе, вызы­вает и новые проблемы.

Первая из них связана с моментом запирания диода D (рис.1.15), когда его ток от значения I_RM (в обратном направлении) начинает уменьшаться по абсолютному значению, стремясь к нулю. Начиная с этого момента ЭДС самоиндукции в дроссе­ле L1 будет стремиться поддержать максимальный ток I_{c max} (момент времени t _вкл ,

 

!!! Рис.1.16. Процесс включения транзистора с дополнительным дросселем L1.!!!

 

рис. 1.16) В результате, при запирании диода D1 на нем появляется выброс напря­жения и необходимо принимать меры для защиты диода. Вторая проблема связана с процессом выключения транзистора и быстрым спадом тока, проходящего через дроссель L1.

При выключении транзистора на дросселе L1 появляется напряжение u_L = Ldi/dt, которое, суммируясь с напряжением U, может превысить допустимое напряжение на ключе. Кроме того, энергия, накопленная в L1, рассеивается в транзисторе при его выключении, что приводит к его дополнительному нагреву. Самое простое, но, очевидно, не лучшее решение — создать цепь для прохождения тока через L1 при выключении Т. Эта цепь может состоять, например, из стабилитрона и диода или резистора и диода, как показано на рис. 1.17.

На схеме D1 — основной диод, выполняющий те же самые функции, что и диоды D на схемах рис. 1.13, 1.14. Цепь R, D2 позволяет пропускать ток дросселя i_L1 при запирании транзистора Т. В состоянии схемы, когда транзистор включен и проводит ток, диод D2 должен быть заперт и ток через резистор R не должен прохо­дить. Цепь R, D2 на рис. 1.17 должна быть рассчитана, следовательно, таким обра­зом, чтобы к моменту очередного включения транзистора ток, проходящий в кон­туре L1, R, D2, успел бы снизиться до значения, существенно меньшего, чем ток / стока. В противном случае из-за инерционности диода D2 через транзистор при его включении будет проходить дополнительный ток и потери в нем возрастут. Таким образом, постоянная времени LI/R должна составлять 3...5% от периода переклю­чения, чтобы работа схемы была возможна при коэффициентах заполнения близ­ких к единице.

Пример

Проведем расчет требуемых значений индуктивности L1, сопротивления R, потерь в этом резисторе и перенапряжения на запертом транзисторе. Пусть напряжение в точках а, б (рис. 1.17) при запертом транзисторе, создаваемое схемой регулятора, равно 200 В, ток в дросселе L(I) — 20 А, частота переключений — 100 кГц. Для определения индуктивности L1 зададим скорость спада тока в диоде D1 при вклю­чении транзистора равной — 75 А/мкс, что является типичным при запирании мощ­ных диодов. Тогда требуемая индуктивность L1 равна:

 

!!! ФОРМУЛА

L1=

Рис.1.17. Подключение резистора и диода для прохождения тока через дроссель L1 при выключении транзистора.

Схема!!!! стр 522, глава 24.

 

СТР.523

24.1 Демпфирующие цепи, подключаемы к транзисторам

Время t₁ , за которое ток стока достигнет необходимого значения I = 20 А, составляет (рис.1.16)

 

ФОРМУЛА!! t₁ =

Задав постоянную времени L1/r равной 4% от периода переключения, определим сопротивление резистора R:

!!! ФОРМУЛА τ =

R =

Мощность, рассеиваемая в резисторе R за период, определяется из энергии, запасаемой в дросселе L1:

 

P_R =

 

Напряжение на транзисторе при его запирании:

U_си = U + U_L1 = U + IR

В последней формуле не учитывается, что заряд выходной емкости транзистора приведет к некоторому снижению напряжения:

U_си = 200+20·6.8 ≈ 340 В

Приведенный пример наглядно показывает, что постановка в схему дополни­тельного дросселя L1 и его «разрядной» цепи R, D2 (рис. 1.17) не приводит к каким- либо улучшениям в энергетике выходного каскада: потери на включение транзис­тора отсутствуют, но появились потери в резисторе Л, возможно превосходящие потери в транзисторе до постановки дросселя. Напряжение на запираемом тран­зисторе в результате подключения дросселя L1 превосходит исходное напряжение в 1,7 раза (340/200), что приводит к необходимости выбора ключа с более высоким допустимым напряжением.

Альтернативный путь использования дополнительного дросселя, предназначен­ного для устранения потерь при включении транзистора, заключается в передаче энергии, накопленной в этом дросселе, в какой-то приемник, которым может быть входная или выходная цепь преобразователя, цепь питания системы управления.

 

!!!! Рис.1.18 на стр. 523

Рис.1.18. Использование двухобмоточного дросселя для сброса накопленной энергии в цепь с напряжением U_прием.

СТРАНИЦА 524

Один из возможных способов, который мог бы быть реализован, заключается в том, чтобы дополнить дроссель LI второй обмоткой (W₂, рис.1.18)назначение которой заключается в сбросе накопленной энергии во время запертого состояния транзистора в цепь с напряжением U_прием. Диод D2 препятствует прохождению тока через обмотку W₂ дросселя во время открытого состояния транзистора. При запи­рании транзистора к нему приложено напряжение:

 

U_си = U + U_прием/n = U + U_прием / (W₂ / W₁),

 

где U — напряжение на запертом транзисторе без использования дросселя L1.

По сути, силовая часть схемы, показанной на рис.1.18 дополнена однотактным обратноходовым преобразователем, возвращающим энергию в источник U_прием..

Рассмотрим выключение транзистора в схеме, показанной на рис.1.13, если до подачи запирающего сигнала на затвор через транзистор проходил ток стока рав­ный току дросселя I. Дроссель можно считать источником постоянного тока, по­этому даже незначительное уменьшение тока i_c приведет к отпиранию диода D и прохождению через него тока, равного разности токов I и i_{c .} Напряжение на тран­зисторе должно при этом увеличиться скачком. Диаграммы тока и напряжения на транзисторе при его выключении показаны на рис. 1.19. На рис. 1.19 не учитывается влияние выходной емкости транзистора, изменяющей диаграмму напряжения и_сж. Большая мгновенная мощность, равная UI, выделяется в транзисторе, как следует из рис. 1.19 сразу после начала процесса выключения, что может представлять для него серьезную опасность. Средняя мощность, теряемая в транзисторе при выклю­чении, равна:

!!!ФОРМУЛА\

P =

Если спад тока заканчивается за время t_выкл=100 нс, что является типичным при использовании полевого транзистора, U - 200 В, I = 20 А и f = 100 кГц, из последнего выражения получим:

 

P _выкл= 200 · 20 · 100 · 10³ ·0,1 · 10­^-6 / 2 = 20 Вт.

 

Можно видеть, что только при выключении в транзисторе теряется большая мощность.

Подключение конденсатора параллельно транзистору затягивает нарастание напряжения и_си, что позволяет снизить потери на его включение. Однако такое решение не будет оправданным, поскольку резко возрастут потери при включении, связанные с разрядом внешней емкости через ключ. Более выгодным энергетичес­ким решением является подключение к транзистору цепи из последовательного включенных конденсатора и резистора (рис. 1.20). Разряд конденсатора через резистор

 

 

u_си U

I i_c

0 t_выкл

Рис.1.19 Диаграммы включения транзистора в схеме.

 

рис на стр 525

 

Рис.1.20. Подключение цепи R, С к транзистору в целях уменьшения потерь на его выключение

при включенном транзисторе ограничит максимальный ток, транзистор не бу­дет испытывать больших токовых перегрузок и не выйдет из строя. Тем не менее заметно возрастают потери в резисторе и нет общего снижения потерь в схеме рис. 24.8 по сравнению с исходной схемой рис. 1.13

Усложнение цепи с конденсатором, подключение наряду с резистором еще и диода позволяет исключить потери в R на этапе выключения транзистора (заря­да конденсатора) (рис.1.21). При выключении заряд конденсатора происходит через диод 02, а разряд (при включении транзистора) — через резистор и транзистор. Сопротивление R должно выбираться с таким расчетом, чтобы при максимальной длительности включенного состояния транзистора конденсатор в паузе успел раз­рядиться, следовательно, R должно быть достаточно мало. С другой стороны, со­противление R нельзя чрезмерно уменьшать во избежание превышения тока через транзистор при его включении.

Легко догадаться, что и в данной схеме не может произойти общего снижения потерь по сравнению с исходной — происходит только их перераспределение и мощность рассеивается не в ключе, а в резисторе.

При практической реализации выходных каскадов часто появляется необходи­мость устранения или ослабления воздействия проводников монтажа или индук­тивности рассеяния силового трансформатора на выключаемый транзистор. Если это воздействие не устранить, на силовых выводах транзистора появляется выброс напряжения, который может быть близок к предельно допустимому или даже пре­взойти его. В этих случаях полезной оказывается модификация схемы рис.1.21, позволяющая часть энергии,

 

 

(!!!!!!!!!!!!!!!стр.525, рисунок 2

 

 

Рис.1.21. Цепь, содержащая С, R и D2 для уменьшения потерь в транзисторе при его выключении.)

 

 

СТРАНИЦА 526

 

!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!!РИСУНОК НА СТР 526

Рис. 1.22. Снижение выброса напряжения на запираемом транзисторе:

а ~ снижение выброса вследствие индуктивности монтажа; б — снижение выброса, вызываемого индуктивностью рассеяния трансформатора.

 

запасенной в индуктивности, направить на вход или выход преобразователя. Примеры показаны на рис. 1.22 а и б. В схеме на рис. 1.22, а, при запирании транзистора энергия, накопленная в индуктивности монтажа LM (индуктивность LM может быть обусловлена неудачным расположением печатных проводников, подходящих к транзистору), передается в конденсатор демпфирующей цепи С, а затем через резистор R на вход или выход регулятора. Например, в повышающем регуляторе резистор R подключается к выходу, а в понижающем — ко входу преобразователя. В схеме рис.1.22 цепь RDC действует аналогично, снижая выброс напряжения на ключе одноконтактного преобразователя от индуктивности рассеяния L_s, показанной включенной последовательно с первичной обмоткой W₁ силового трансформатора Тр. В обеих рассмотренных схемах часть энергии, переданной в конденсатор С, расходуется в резисторе R, а другая передается в источник напряжения. Защита от выбросов напряжения на запираемом ключе может быть также выполнена с использованием стабилитронов или супрессоров.

 

___________________________________________________________________________________

Величина резистора в индуктивном плече равна

 

R1= формула на стр.431

 

где:

R1 - сопротивление в омах

L - индуктивность параллельной катушки индуктивности в микро­генри

t_A - интервал времени в микросекундах (меньше, чем время выклю­ченного состояния транзистора). В качестве ориентира t_A можно при­нять равным десятой части минимального времени выключенного со­стояния, используемого при работе стабилизатора.

Произведение R1*I₀ дает напряжение выброса на коллекторе переклю­чающего транзистора из-за наличия параллельной катушки индуктивности L. Если эта величина больше желаемой, то величину R1 нужно понизить.

 

Шунтирующий конденсатор С

 

C=!!!!!!!!!

 

где:

С — емкость в микрофарадах

V_IN — входное постоянное напряжение от нестабилизированного ис­точника

I ₀ — максимальной ток нагрузки в амперах

t_F — время спада тока переключающего транзистора в микросекундах (лучше всего воспользоваться результатом измерения)

 

Резистор в емкостном плече

 

R2=!!!!!

 

где:

R1 — сопротивление в омах

t_B — интервал времени в микросекундах, малый по сравнению с вре­менем включенного состояния. В качестве ориентира t_B можно принять равным десятой части минимального времени включенного состояния, используемого при работе стабилизатора.

С — емкость, полученная на предыдущем шаге.

Частное V_IN/R2 дает значение броска тока, протекающего в коллек­торной цепи переключающего транзистора, поскольку емкостное плечо включает в себя конденсатор С. Если эта величина больше допустимой, то величина R2 должна быть увеличена.

 

Литература

1. Полупроводниковые выпрямители / Беркович Е.И., Ковалев В.Н., Ковалев Ф.И. и др; Под ред. Ф.М. Ковалева и Г.П Мостиковой. -