Схема электрическая принципиальная представленная в графической части дипломного проекта на листе РТ01.430127.001Э3.
Соответственно структурной схеме, источник бесперебойного питания состоит из нескольких функциональных узлов. Рассмотрим каждый из них отдельно.
Зарядное устройство
Зарядное устройство построено по однотактной поворотно-ходовой схеме преобразования энергии.
Управляющей микросхемой являются IMS UC3842 фирмы Fairchild. Функциональная схема IMS UC3842 приведена на рис. 1.4.1. Принцип работы состоит в следующем.
На диодный VD1 подается переменное напряжение сети 220В. После VD1 на сглаживающем конденсаторе имеем постоянное напряжение 306В. Начальный запуск работы IMS VC2 происходит через резистор R41. Дальше при нормальном режиме работы DA1 питается от дополнительной обмотки W3 трансформатора Т2. Напряжение, снятое с W3 выпрямляется диодом VD8 и сглаживается емкостным фильтром, который построен на конденсаторах С24, С25. Величина напряжения питания IMS составляет 12В.
После подачи питания на 8 выводе DA2 устанавливается опорное напряжение 5В. На вход тактового генератора, через интегрирующую цепь R14C11 подается сигнал 5В.
Рис. 1.4.1. Функциональная схема UC3842.
На выводе № 6 DA2 устанавливается высокий потенциал (12В), который через резисторный делитель R27R29 поступает на затвор полевого транзистора VT1. Транзистор VT1 включается, когда потенциал между затвором и истоком составляет более 4В. При включении VT1 через обмотку W2, транзистор VT1 и резистор R30 начинает протекать ток. Резистор R30 является измерительным резистором. С него снимаем сигнал о величине тока, который протекает через транзистор и первичную обмотку трансформатора Т2. Этот сигнал поступает через R28 на вход с DA2. Данный вход является прямым входом внутреннего компаратора по току. На вход 1 DA2 подается сигнал обратной связи по напряжению. Этот сигнал подается на инвертирующий вход от компаратора по току. При достижении порогового уровня на входе компаратора производится сигнал на выключение входного транзистора.
Ток через первичную обмотку Т2 нарастает линейно, но при включении и выключении транзистора возникают скачки тока. Эти скачки могут приводить к самовольному включению и выключению интегральной микросхемы (далее ИМС). Для предотвращения этого, применяется RC фильтр. Рис. 1.4.2.:
Рис. 1.4.2. Схема компаратора тока с RC-фильтром.
После включения транзистора начинается этап передачи энергии, накопленной в трансформаторе, в нагрузку. Напряжение, которое снято с обмотки W1, Т2 выпрямляется диодом VD11 и фильтруется емкостным фильтром С35, С36.
Схема стабилизации выходного напряжения построена на управляющем стабилитроне VD12-TL431.
Резисторы R56, R57, R58 образуют резисторный делитель, величиной сопротивлений которого, выставляется значение выходного напряжения зарядного устройства. Резистор R54 является ограничительным резистором по току для стабилитрона VD12 и оптрона U1.2.
Преобразователь постоянного напряжения
Данный узел предназначен для преобразования постоянного напряжения 12В в постоянное напряжение 300В. Выходное напряжение данного преобразователя является нестабилизированным, при Uвх=13,8В, Uвых=300В при Uвх=10,5В, Uвых=225В.
Поэтому, для нормальной работы ИБП нужная понижающая стабилизация Uвых.
Данный преобразователь построен на микросхеме S63525А, функциональная схема которой приведена на Рис. 1.4.3.
Рис. 1.4.3. Функциональная схема SG3525.
Из выходов микросхемы (выводы 14 и 11) прямоугольные импульсы поступают на трансформатор Т1. На вторичных обмотках трансформатора импульсы будут двухполярные со скважностью 0,9.
Резисторно–конденсаторные цепи С23R31 и С27R32 предназначены для того, чтобы сбить амплитуду скачков при переключении.
Сам преобразователь построен по схеме с плавающей средней точкой. Пары силовых транзисторов VT4, VT5 и VT6, VT7 включаются в порядке очереди с плотностью 0,5. Такой режим выбран с целью уменьшения скачков при переключении, и получения симметрии в каждый период переключения. Из вторичной обмотки прямые импульсы выпрямляются диодным мостом VD17, VD18, VD19, VD20 и сглаживается фильтром С1L1, С2С4, С3С5. Из вторичной обмотки Т3 также берутся дополнительные напряжения питания 9В и 18В, которые гальванически развязаны между собой. Стабилизация этих напряжений проводится стабилитроном VD21 VD22 VD23 VD24.
Микросхема VD1 включена по типичной схеме включения. Звеном С7, R1 определяется выходная частота. Питание выходных каскадов ИМС проводится через R15. С12, С13 предназначены для фильтрации напряжения питания ИМС. Дистанционное управление работой преобразователя проводится через вывод № 10 DA1.
Стабилизатор напряжения 300В
Данный стабилитрон построен по схеме однотактного повышающего преобразователя. Схема построена на ИМС UC3842. Принцип работы состоит в следующем.
При подаче питания на DA4, на ее выход (вывод 6) подается импульс амплитудой 9В, который через делитель R18R33 поступает на затвор VT2 и открывает его, когда через транзистор, открытый L2 VT2 R34 протекает ток. Индуктивность L2 накапливает энергию. При достижении определенного уровня сигнала, который снимается с измерительного резистора R34, на выходе DA1 появляется логический ноль. Следующий импульс появится при новом цикле тактового генератора. Обратная связь по напряжению осуществляется через резисторную цепь R11, R8, R9.
Поскольку для образования общей точки с напряжением сети образован емкостной делитель С2С4, С3С5 то узел на DA4 стабилизирует положительную полуволну выходного напряжения, а узел на DA5 – отрицательную.
Элементы схемы подобраны таким образом, что на выходе получаем 300В, то есть стабилизация не нужна. По мере уменьшения напряжения на аккумуляторе, на выходе преобразователя постоянного напряжения в постоянную также напряжение будет уменьшаться, а узел стабилизации будет стабилизировать до 300В. Поскольку заземленные выводы DA5 подключены к отрицательному напряжению, которое нужно стабилизировать, а стабилизацию необходимо осуществить относительно нулевой шины, используется еще дополнительный узел на DA3.
Выходной инвертор
Выходной инвертор построен на полумостовой схеме. Нагрузка подключается к средней точке конденсаторного делителя C2 C4, C3 C5 и выхода инвертора (коллектор VT13).
Ключевыми элементами каскада являются силовые транзисторы VT12, VT13. Управление работой осуществляется с помощью микроконтроллера.
Данный узел обеспечивает достаточно хорошее приближение формы напряжения к синусоидальному. Это позволило выполнить два силовых ключа VT12, VT13 на биполярных транзисторах с изолированным затвором (IGBT), которые работают в линейном режиме. Их поочередным открытием руководят прямоугольные импульсы, которые поступают в противофазе от контролера DD1. Эти импульсы проходят звенья, которые формируют из них сигнал, подобный по форме к полупериоду синусоиды и подаются на затворы VT12, VT13.
Индуктивность L4 обеспечивает приглаживание фронтов импульсов на выходе инвертора.
Схема байпаса
Схема байпаса предназначена для быстрого переключения нагрузки на работу от сети или на работу от аккумуляторной батареи. Переключение осуществляется посредством реле K1, которым управляет микро контролер. Конденсаторы C52, C53 предотвращают возникновение искры и как следствие подгорание контактов реле при переключении.
Для обеспечения лучшей формы исходного напряжения и предотвращению попадания электромагнитных помех от ДБЖ в нагрузку служит фильтр C56, L6, C59.
1.4.6. Узел управления
Узел управления работой ИБП выполнен на микроконтроллере DD1-ATTiny 261. Функциональная схема контролера приведена на рис. 1.4.4.
Рис. 1.4.4. Функциональная схема ATTiny26.
Для синхронизации работы ИБП с сетью используется измерительный трансформатор T4, у которого выходной сигнал выпрямляется и подается на входы АЦП микроконтроллера. Для измерения тока, который потребляется нагрузкой, используется трансформатор тока T5. Его выходной сигнал выпрямляется и подается на вход АЦП микроконтроллера. Общий алгоритм работы МК вписывается в алгоритм работы всего ИБП.
После включения включателя SA1 (“Вкл”) на вход DA6 поступает постоянное напряжение с аккумулятора. DA6 формирует на выходе +5В, которые необходимы для питания микроконтроллера.
Микроконтроллер, после подачи на него питания, начинает проводить измерение напряжения аккумуляторной батареи, а также включает реле K2, тем самым подсоединив ИБП к сети. Дальше МК измеряет напряжение сети. Если напряжение сети не в пределах нормы, то МК дает команду на переключение на работу от аккумулятора. Когда же ни напряжение аккумулятора, ни напряжение сети не удовлетворяет нормам, то МК осуществляет полное отключение нагрузки от сети.
При нормальном функционировании от сети МК постоянно следит за сетью и подгоняет фазу выходного сигнала от инвертора к фазе сигнала сети. Это нужно для того, чтобы в случае исчезновения напряжения сети, переключение на работу от АБ прошло с наименьшими потерями.
Соответственно при возобновлении напряжения в сети, МК сначала делает подгонку фазы выходного сигнала с инвертора к сигналу электросети, и только потом происходит переключение на работу от сети.
Для предотвращения попадания помех с ИБП в сеть предназначен сетевой фильтр C54, C55, C56, L5, C58.
Связь микроконтроллера с ПК осуществляется через стандартный интерфейс RS-232 (Com port). Интерфейс выполнен с оптоизоляцией, что увеличивает электробезопасность при работе с ИБП.
Для индикации режимов работы ИБП используются индикаторы HL1 – “Сеть”, HL2 – “~220В”, HL3 – “АБ 10.5В”.
1.5. Разработка и расчет отдельных узлов схемы электрической принципиальной.
1.5.1. Электрический расчет схемы зарядного устройства.
За базовую схему для зарядного устройства возьмем схему однотактного обратно-ходового преобразователя напряжения.
Рис. 1.5.1 Принципиальная схема зарядного устройства.
Это целесообразно тем, что нужна относительно небольшая мощность Рвых.=100Вт для того, чтобы заряжать аккумуляторы. Также эта схема привлекательная простотой и дешевизной, сравнительно с такими схемами как полумостовая или прямоходная. Воспользуемся методикой расчета, представленной в [5].
Выходные данные для расчетов Таблица 1.5.1.
| Параметры | Обозначения | Значение |
| Минимальная переменная вх. напряжения | 
| 85В |
| Максимальная переменная вх. напряжение | 
| 270В |
| Частота сети | 
| 50Гц |
| Максимальна вых. мощность | 
| 100 Вт |
| Минимальна вых. мощность | 
| 1Вт |
| Выходное напряжение | 
| 13,8В |
| Пульсации выходного напряжения | 
| 0,05В |
| Напряжение первичной обмотки | 
| 100В |
| Прогнозируемый КПД | 
| 0,84 |
| Пульсации вх. постоянного напряжения | 
| 10В |
| Напряжение питания ИМС | 
| 12В |
| Количество оптопар | 
|
Рассчитаем характеристики входного диодного моста и конденсатора.
Максимальна входная мощность:
;
Найдем максимальное значение тока, протекающего через диодный мост VD1:
;
Рассчитаем максимальное значение напряжения на диодном мосте:
;
Найдем параметры входного конденсатора C6:
;
,
где: VDCminPK минимальное амплитудное значение входного напряжения, VDCmin минимальное значение входного напряжения с учетом пульсаций.
Найдем время разряда конденсатора C6 за половину периода:
;
Рассчитаем мощность, которая берется из конденсатора за время разряда:
;
Найдем минимальное значение емкости C6:
;
Расчет трансформатора T2
Найдем максимальный ток, который протекает через первичную обмотку трансформатора T2:
,
где Dmax=0,5, скважность импульсов на первичной обмотке.
Рассчитаем максимальный ток через демпферный диод VD7:
;
Определим начальную индуктивность первичной обмотки при максимальном цикле:
;
Выберем тип сердечника трансформатора из каталога продукции фирмы Epcos. Выбираем сердечник E3211619.
Параметры сердечника. Таблица 1.5.2.
| Параметр | Обозначение | Значение |
| Индуктивность одного витка | AL | 24,4нГн |
| Площадь окна | AN | 108,5мм2 |
| Ширина сердечника | S | 0,5мм |
| Площадь разреза сердечника | Ae | 83мм2 |
| Длина средней линии | IN | 64,6мм |
| Взвешивающий коэффициент мощности (при 100кГц) | PV | 190мВт/г |
| Индукция насыщения сердечника | Bmax | 0,2Т...0,3Т |
| Масса | m | 30г |
Найдем количество витков первичной обмотки:
,
Принимаем Np равным 24 витка.
Определим количество витков вторичной обмотки:
,
где: VFDiode падение напряжения на диоде. Возьмем NS=4 витка.
Найдем количество витков дополнительной обмотки:
;
Принимаем NAUX=4 витка.
Рассчитаем реальную индуктивность первичной обмотки:
;
Найдем максимальный ток через первичную обмотку T2:
;
Высчитаем максимальную индукцию трансформатора:
, B<Bmax;
Найдем площадь разреза с учетом количества витков обмотки Np:
;
Конструкция трансформатора для сердечника E3211619:
Из таблицы данных сердечника E3211619: BWmax=20,1мм – максимальное значение ширины обмотки с сердечником; М=4мм минимальное рекомендованное значение ширины обмотки с сердечником.
Определим эффективное значение ширины обмотки с сердечником:
,
Выбираем коэффициент заполнения окна трансформатора обмотками:
Первичная – 0,5
Вторичная – 0,45
Вспомогательная – 0,05
Коэффициент заполнения меди из таблицы данных сердечника: fCu=0,2.0,4. Выберем fCu=0,3:
Рассчитаем площадь разреза проводника первичной обмотки T1:
;
Принимаем диаметр провода для первичной обмотки dP=0.64мм (22 AWG)
Рассчитаем площадь разреза проводника вторичной обмотки T1:
.
Принимаем диаметр проводника dS=2 x 0,8 мм (2x20 AWG).
Рассчитаем площадь разреза проводника дополнительной обмотки:
Принимаем диаметр проводника dAUX=0,64мм (22 AWG).
Рассчитаем параметры выходного диода VD11.
Определим максимальное обратное напряжение на диоде:
;
Определим максимальный импульсный прямой ток через диод:
;
Определим максимальный импульсный прямой ток через диод, с учетом коэффициента заполнения:
;
Рассчитаем параметры выходного конденсатора С36.
Максимальная импульсная нестабильность выходного напряжения Vout=0,5В, при количестве периодов тактовой частоты: ncp=5.
Определим максимальный выходной ток:
;
Минимальная емкость конденсатора C36:
;
Выбираем конденсатор на 2200мкФ – 25В.
Расчет демпферной цепи: C23, R26, VD7
Найдем напряжение демпферной цепи:
,
где V(BR)DSS – максимально допустимое напряжение сток-выток транзистора.
Для расчета демпферного звена необходимо знать индуктивность рассеивания (LLK) первичной обмотки, которая очень сильно зависит от конструкции трансформатора. Поэтому, примем значение индуктивности рассеивания на уровне 5% от первичной обмотки.
.
Найдем емкость конденсатора C23 демпферной цепи:
.
Принимаем С23=470пФ.
Найдем сопротивление резистора демпферного звена R26:
.
Принимаем R26=1,2 кОм.
Расчет потерь
Определим потери на диоде VD1:
;
Определим сопротивление первичной обмотки:
;
Определим сопротивление вторичной обмотки:
,
где: удельное сопротивление меди P100=0,0172Ом×мм2/м.
Определим потери в меди на первичной обмотке:
;
Определим потери в меди во вторичной обмотке:
;
Найдем суммарные потери в первичной и вторичной обмотках трансформатора:
;
Вычислим потери на выходном диоде VD11:
;
Потери на силовом транзисторе
Из таблицы характеристик транзистора имеем: C0=50пФ – выходная емкость сток-исток транзистора; RDSon=1,6Ом (150 С0) – выходное сопротивление сток-исток транзистора.
Расчет проведем при входном напряжении VDCmin=110В;
Найдем потери при включении транзистора:
,
где f=100кГц – рабочая частота преобразователя.
Найдем потери при выключении транзистора:
;
Определим потери на сопротивлении сток-исток при открытом транзисторе:
;
Подсчитаем общие потери на транзисторе:
;
Расчет звена обратной связи
Из таблицы выходных данных, минимальное напряжение стабилизации управляемого стабилитрона TL431 — VREF=2,5В, а его минимальный ток стабилизации IkAmin=1мА.
Из выходных данных оптопары TLP521 ее падение напряжения на диоде VFD=1,2В; максимальный прямой ток через диод IFmax=10мА;
Из выходных данных микросхемы UC3842 опорное напряжение VRefint=5,5В; максимальное напряжение обратной связи VFBmax=4,8В, а внутреннее сопротивление — RFB=3,7кОм.
Найдем максимальный входной ток DA2:
;
Рассчитаем минимальный входной ток DA2:
;
Схема цепи обратной связи представлена на рис. 1.5.2.
Рис. 1.5.2. Схема цепи обратной связи на
управляемом стабилитроне TL431.
Найдем величину сопротивления резистора R56:
,
где R57=4,99кОм, а R58=5кОм – рекомендованные значения из таблицы характеристик TL431.
Определим сопротивление резистора R54:
, 
;
 |
Рис. 1.5.3. Структурная схема всей цепи обратной связи.
Рассчитаем переходные характеристики схемы
Внутренний коэффициент передачи DA2:
;
Внутренний коэффициент передачи делителя цепи обратной связи:
;
Найдем коэффициент передачи силовой части:
;
,
где ZPWM – крутизна характеристики ΔVFB / ΔlD;
Коэффициент передачи выходного фильтра:
,
где RESR – емкостное сопротивление конденсатора.
Коэффициент передачи цепи регулятора:
;
Переходные характеристики при минимальной и максимальной нагрузке:
Определим выходное сопротивление блока питания при максимальной нагрузке:
;
Определим выходное сопротивление блока питания при минимальной нагрузке:
;
Найдем частоту среза при максимальной нагрузке:
,
а также при минимальной нагрузке:
;
Коэффициент передачи цепи обратной связи:
, 
;
Коэффициент передачи делителя цепи обратной связи:
;
Выходной импеданс промежутка времени ton:
;
;
Коэффициент передачи на граничной частое:
,
где: RL=3,6Ом – выходное индуктивное сопротивление, LP=12,6мкГн – индуктивность первичной обмотки трансформатора, fg=3000Гц – частота на которой проводится расчет, f0=76,18 – граничная частота при максимальной нагрузке.
;
;
Общий коэффициент передачи:
;
Поскольку GS(ω)+Gr(ω)=0, то:
;
Отсюда найдем коэффициент передачи цепи регулятора:
Gr(ω)=0-(- GS(ω))=17,2дБ;
Коэффициент передачи регулятора:
;
;
Отсюда найдем сопротивление резистора R55:
Нижняя частота передачи цепи обратной связи при C37=0:
;
Найдем емкость конденсатора C37:
;
1.5.2. Электрический расчет схемы импульсного стабилизатора.
Импульсный стабилизатор напряжения построим по однотактной повышающей схеме без гальванической развязки - rising transducer.
Схему управления построим на контролере UC3842. Его внутренняя структура показана на рис.4.1.
UC3842 — интегральная схема, которая предназначена для управления и контроля работы импульсных стабилизаторов напряжения, построенных по разнообразным однотактным схемам: с гальванической развязкой — однотактной обратно-ходовой и прямоходной схемах, без гальванической развязки — снижающего, повышающего и инвертирующего преобразователей. Микроконтроллер может непосредственно руководить работой силового ключа, контролировать выходное напряжение (стабилизировать его при изменении входного напряжения.)
Рис. 1.5.4. - Структура контролера UC3842.
Данная микросхема имеет следующие возможности:
блокировка работы при перенапряжении;
запуск работы при малых уровнях мощности;
помехоустойчивый усилитель ошибки;
защита от перенапряжения на выходе;
переходный способ функционирования;
схема измерения тока и напряжения;
внутренний генератор.
Организация питания микроконтроллера
Прецензионная ширина запрещенной границы напряжения и тока построена на базе контролера, предназначена, чтобы обеспечить добротную регуляцию. Компаратор перенапряжения с гистерезисом и очень низким током питания позволяет минимизировать схему запуска и питания (рис.4.2а). Питание ИМС берется из вторичной обмотки трансформатора Т3 и стабилизируется стабилитроном до уровня 12В (рис.4.2б).
а) внутренний компаратор по питанию.
б) схема подключения по питанию.
Рис. 1.5.5. Схема организации питания ІМС UC3842.
Тактовый генератор
Тактовый генератор UC3842 (рис. 4.3) рассчитан на работу в частотном диапазоне от 10кГц до 1Мгц. В нашем случае он будет работать на частоте 100кГц, так как это оптимальная частота для работы всего преобразователя.
Рис. 1.5.6. Тактовый генератор, форма напряжения и рабочий цикл.
Рассчитаем значения Rt та Ct:
(4.1.2)
(4.1.2)
где: f=100кГц, - заданная рабочая частота.
Ct = 0.01мк 
Ф, - рекомендованное значение емкость, выбирается в пределах 0.001…0.1 мкФ.
Усилитель ошибки и блок датчика перенапряжения.
Вход усилителя ошибки, через отношение двух внешних резисторов, связанных с выходной шиной, что позволяет за счет обратной связи повышать выходное постоянное напряжение, тем самым осуществлять регуляцию напряжения.
Устройство обеспечено эффективной защитой от перенапряжения, реализовано на том же выводе что и регулятор напряжения постоянного тока.
Когда увеличится выходное напряжение, соответственно и увеличится напряжение на выводе 2 IMC. Разностное значение тока протекает через конденсатор. Величина тока определяется внутри микроконтроллера и сравнивается с эталонным значением 40 мкА. Если это значение будет превышено, соответственно это отобразится на управлении работой силового ключа — длительность импульсов открытого состояния ключа становится меньшей, что приводит к снижению выходного напряжения.
Рис. 1.5.7. Усилитель ошибки.
Компаратор тока струму и триггер, который управляет модуляцией переключений
Рис. 1.5.8. Схема компаратора тока.
Компаратор тока постоянно следит за напряжением на резисторе Rs и сравнивает его с опорным напряжением (1В) на другом входе компаратора.
;
;
Выходной буфер ІМС UC3842.
Схема управления являет собой собою выходной буферный каскад, выходной ток этого каскада — ±1А. Этот каскад может управлять работой силового ключа на большой частоте.
Рис. 1.5.9. Выходной буфер UC3842
Расчет элементов импульсного стабилизатора.
Поскольку импульсный стабилизатор состоит из двух одинаковых полуплеч (стабилизатор положительного напряжения и стабилизатор отрицательного напряжения), целесообразно будет посчитать только один из них, и рассчитанные значения элементов перенести на другой. Для расчета выберем стабилизатор положительного напряжения.
Исходные данные для электрического расчета:
- Входное напряжение Uвх = 65...150 В;
- Выходное напряжение Uвых = 150 В;
- Изменение выходного напряжения DU = 5В;
- Выходная мощность Рвых = 300 Вт;
- Частота переключения силового ключа fs = 100 кГц.
Схема корректора мощности приведена на рис.4.8.
Рис. 1.5.10. Схема импульсного стабилизатора
Расчет емкости входного конденсатора
Определим минимальную емкость входного конденсатора С2:
Сin LF ³ Р0 /(2·p·f ·V0·η) (4.10)
где – f – частота переключения силового ключа (100 кГц)
– V0 – выходного напряжение (150 В)
– η=0.9 – прогнозированный КПД преобразователя
– Р0 – выходная мощность – 300 Вт
Сin LF = 300 / (2·3,14·25000·0.9·150) =82.7 мкФ
Выбираем к качестве входного конденсатора конденсатор емкостью 330мкФ и рабочим напряжением 400В.
Расчет емкости входного высокочастотного конденсатора
Входной высокочастотный конденсатор фильтра (C4) должен уменьшить шумы, которые возникают при высокочастотных переключениях силового ключа, что в свою очередь вызывает импульсы тока в индуктивности.
Cin HF = Irms /(2·p·f·r·Vin min) (4.7)
где – f – частота переключения (100 кГц);
– Іrms – входной высокочастотный ток;
– Vin min – минимальное входное напряжение (65 В);
– r – коэффициент высокочастотных пульсаций входного напряжения, который находится между 3 і 9 %. Принимаем r = 7%.
Іrms = Рout / Uin min; (4.8)
Іrms = 300 / 65 = 4,64 А;
Сin = 4,64/(2×3,14×100000×7×65) = 0.0065 мкФ.
Выбираем в качестве входного высокочастотного конденсатора конденсатор емкостью 0.01мкФ и рабочим напряжением 400В.
Выходной конденсатор
Определим значение емкости выходного конденсатора:
С0 ³ Р0 /(4·p·V0 ·DV0) (4.10)
где –DV0 – изменение выходного напряжения (5 В)
–f – частота переключения силового ключа (100 кГц)
–V0 – выходное напряжение (150 В)
–Р0 – выходная мощность – 300 Вт
С0 = 300 / 4·3,14·100000·5·150 =63.7 мкФ
Выбираем в качестве выходного — конденсатор емкостью 220мкФ и рабочим напряжением 400В.
Расчет катушки индуктивности
Значение индуктивности катушки рассчитывается исходя их необходимой мощности, которая протекает через последнюю, и значения тока пульсаций.
(4.11)
(4.12)
где - s - длительность цикла открытия/закрытия силового ключа;
- ІLpk - пиковый токи катушки индуктивности;
- f - частота переключения силового ключа;
- V0 – выходное напряжение.
Длительность цикла ми можем определить по формуле:
(4.13)
Значение пикового тока, которое протекает через индуктивность можем определить по формуле:
(4.14)
где - Vin min – минимальное значение входного напряжения (65В),
Следовательно, значение s равняется
s = (150 – 1,41·65)/150 = 0,389 сек
Значение пикового тока:
ІLpk = (2×1,41×300) / 65 = 13 А
Тогда значение индуктивности, которая необходима для работы преобразователя напряжения:
L = (2·300·0,389)/(132·100000) = 15 мкГн.
Расчет силового ключа.
Выбор управляющего ключа предопределяется максимальным током коллектора, рабочим напряжением и предельной частотой переключения.
Так как у нас максимальный ток, который будет протекать через транзистор составляет 13 А, рабочее напряжение до 200 В, а частота переключений составляет 100 кГц, в качестве силового ключа выбираем полевой транзистор К1531.
Его параметры следующие:
- Максимальное напряжение Uсе – 400 В;
- Постоянный ток коллектора при Т = 1000С Iс – 27 А;
- Падение напряжения в открытом состоянии Uсе – 1,65 В;
- Максимальна частота переключений – 160 кГц.
Рассчитаем, какая же мощность будет рассеваться на транзисторе.
Формула расчета потерь следующая:
Р = Iс2·Rсе (4.15)
Rсе – падение напряжения транзистора в открытом состоянии (0.14 Ом)
Iс – ток, который протекает через транзистор (13А – из расчета максимального пульсирующего тока в катушке индуктивности).
Следовательно, потери транзистора в открытом состоянии составляют
РIGBT = 13·0.14 = 23.6 Вт.
Расчет выходных диодов.
Максимальное значение среднего тока, исходя из значения мощности, которая должна передаваться в нагрузку – 300 Вт.
Можно рассчитать:
І = P/U
І = 300/150 = 2A
Диоды выбираем из следующих условий, которые гарантируют надежную работу
ІDm ≥ 1,2Імакс
UDm ≥ 1,2Uмакс
Следовательно, исходя из этих расчетов, выбираем в качестве выходных диодов, диод типа MUR860. Параметры диода следующие:
Максимальное обратное напряжение – 500 В;
Максимальный рабочий ток – 8 А;
Максимальная допустимая температура диода – 150 0С.
1.5.3. Электрический расчет входного и выходного фильтра.
Природа и источники электрического шума.
Борьба с генерацией и излучением высокочастотного шума – один из загадочных “черных ящиков” в проектировании импульсных источников питания и конечного изделия.
Шум создается везде, где имеют место быстрые переходы в сигналах напряжения или тока. Много сигналов, особенно в импульсных преобразователях напряжения, являются периодическими, то есть, сигнал, который содержит импульсы с ВЧ фронтами, повторяется с предполагаемой частотой следования импульсов (pulse repetition frequency, PRF). Для импульсов прямоугольной формы значения этого периода определяет основную частоту самой волны. Преобразование Фурье волны прямоугольной формы создает множество гармоник этой основной частоты двойного значения времени переднего или заднего фронта импульсов. Это типично в мегагерцовом диапазоне, и гармоники могут достичь очень высоких частот.
В импульсных преобразователях напряжения с ШИМ ширина импульсов постоянно меняется в ответ на выходную нагрузку и входное напряжение. В результате получаем почти распределение энергии белого шума с отдельными пиками и уменьшением амплитуды с повышением частоты.
Кондуктивный шум (то есть, шумовые токи, которые выходят из корпуса прибора через линии питания) может появляться в двух формах: синфазных помех (common-mode) и помех при дифференциальном включении (differential-mode). Синфазные помехи – это шум, который выходит из корпуса только по линиям электропитания, а не заземления. Помехи, при дифференциальном включении – это шум между линией и одним из выводов питания. Шумовые токи фактически вытекают через вывод заземления.
Типовые источники шума.
Существует несколько основных источников шума внутри импульсного преобразователя напряжения с ШИМ, что и создает большую часть излучаемого и кондуктивного шума.
Источники шума являются частью шумовых контуров, которые представляют собой соединение на печатной плате между потребителями ВЧ тока и источниками тока. Главным источником шума является входная схема питания, которая содержит ключ, первичную обмотку трансформатора и конденсатор входного фильтра. Конденсатор входного фильтра обеспечивает трапецеидальные сигналы тока, необходимые для преобразования напряжения, поскольку входная линия всегда хорошо фильтруется с полосой пропускания, какая намного ниже рабочей частоты преобразователя напряжения. Конденсатор входного фильтра и ключ должен размещаться близко возле трансформатора, чтобы минимизировать длину соединений. Кроме этого, поскольку электролитические конденсаторы имеют плохие ВЧ характеристики, параллельно им должен быть включенный керамический или пленочный резистор.
Чем хуже характеристики конденсатора входного фильтра, тем больше блок из силовой линии будет забирать энергию ВЧ тока, что приведет к возникновению кондуктивных синфазных электромагнитных помех.
Вторым основным источником шума является контур, который состоит из выходных диодов, конденсатора выходного фильтра и вторичных обмоток трансформатора. Между этими компонентами протекают трапецеидальной формы токи большой амплитуды. Конденсатор выходного фильтра и выпрямитель необходимо размещать как можно ближе к трансформатору; для минимализации излучаемого тока. Этот источник также создает синфазные кондуктивные помехи, главным образом, на выходных каскадах источника питания.
Фильтры кондуктивных электромагнитных помех.