ОДНОФАЗНЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
Схемы выпрямителя с выводом нулевой точки. На рис. 8.2, а показана схема однофазного двухполупериодного выпрямителя.
В двухполупериодном выпрямителе в течение одной половины периода переменного напряжения ток проходит через диод Д 1, а в течение другой половины периода — через диод Д 2. Трансформатор Тр выполнен с двумя вторичными обмотками, имеющими общий (нулевой) вывод. Временные диаграммы напряжений и токов первичной и вторичных обмоток трансформатора, а также сопротивления нагрузки R н представлены на рис. 8.2, б. Диоды Д 1 и Д 2 работают поочередно благодаря противофазности ЭДС е 2аи е 2bво вторичных обмотках трансформатора.
В первый полупериод (интервал 0 — p) потенциал анода диода Д 1(точка а) положителен, а диода Д 2 (точка b) — отрицателен. Поэтому в цепи диод Д 1 — резистор RH проходит анодный ток ia1 , диод Д 2 заперт. В следующий полупериод (интервал p — 2p) фазы ЭДС на вторичных обмотках изменяются на 180°. При этом диод Д 1заперт, а открыт диод Д 2, пропускающий в нагрузку ток ia 2. Таким образом, ток id в нагрузке в течение всего периода переменного напряжения проходит в одном и том же направлении за счет чередующихся токов ia 1и ia 2. Этот ток вызывает на нагрузке пульсирующее напряжение Ud.
Среднее значение выпрямленного напряжения на нагрузке при идеальных вентилях и трансформаторе с учетом того, что мгновенное значение ЭДС вторичной обмотки
, где E 2 — действующее значение фазной ЭДС определяем из выражения
(8.1)
При этом узел связи катодов диодов является положительным полюсом выпрямленного напряжения.
Среднее значение выпрямленного тока
Id = Ud /RH.
Среднее значение тока через каждый диод в два раза меньше тока нагрузки:
Iа = Id /2.
К запертому вентилю прикладывается обратное напряжение, равное напряжению на вторичной обмотке трансформатора, так как анод неработающего диода присоединен к одной фазе, а его катод через проводящий диод, падение напряжения на котором в предположении идеальности вентиля равно нулю,— к другой фазе вторичной обмотки трансформатора. Максимальное значение обратного напряжения равно двойной амплитуде фазного напряжения:
(8.2)
Действующее значение токов вторичной обмотки трансформатора
![]() |
Поскольку во вторичных обмотках токи проходят поочередно и имеют противоположные направления, по первичной обмотке проходит чисто синусоидальный ток. Действующее значение этого тока с учетом коэффициента трансформации трансформатора п = w1/w2.
![]() |
Следует отметить, что дополнительное подмагничивание сердечника трансформатора отсутствует, так как постоянные составляющие токов вторичных обмоток направлены встречно.
Расчетную (типовую) мощность трансформатора определяем по формуле
Р тр = (Р 1 + P 2)/2 = 1,48 UdId = 1,48 Рd. (8.3)
Из временных диаграмм (рис. 8.2, б) видно, что напряжение на нагрузке достигает максимума дважды за период напряжения сети. Поэтому частота основной гармоники пульсирующего напряжения равна удвоенной частоте сетевого напряжения. Для определения коэффициента пульсаций нужно найти амплитуду основной гармоники, разложив в ряд Фурье несинусоидальное выпрямленное напряжение. Для рассматриваемой схемы
U ~1, = (2/3) Ud.
Следовательно, коэффициент пульсаций
K п= U ~1/ Ud » 0,67.
Мостовая схема выпрямителя. Другим вариантом однофазного двухполупериодного выпрямителя является мостовая схема (рис. 8.3, а). Она состоит из трансформатора и четырех диодов, являющихся плечами моста. К одной диагонали моста приложена переменная ЭДС вторичной обмотки трансформатора е2 , во вторую диагональ включена нагрузка R н.
При положительной полуволне ЭДС вторичной обмотки трансформатора е2 (интервал 0 — p на рис. 8.3, б) ток i 2,3, вызванный действием этой ЭДС, проходит по цепи: точка а с положительным потенциалом — открытый диод Д 2 — резистор R н — открытый диод Д 3 — точка b с отрицательным потенциалом. Диоды Д 1и Д4 при этом заперты.
Через полпериода (интервал p — 2p) потенциал точки а станет отрицательным, а точки в — положительным. Диоды Д 2 и Д 3закроются и ток i 1,4 будет проходить от точки в через диод Д 4, нагрузку R ни диод Д 1к точке а. Таким образом, ток id через нагрузку RH в оба полупериода проходит в одном направлении. При этом положительным полюсом мостового выпрямителя является узел связи катодов диодов Д 2, Д 4, а отрицательным — узел связи анодов диодов Д 1 , Д 3.
Среднее значение выпрямленных напряжения и тока, а также среднее значение тока вентиля мостовой схемы получаются такими же, как и в схеме с нулевым выводом. Обратное напряжение неработающего вентиля определяется фазным напряжением одной вторичной обмотки, поэтому максимальное значение обратного напряжения в мостовой схеме в два раза меньше [ср. с формулой (8.2)]:
Во вторичной обмотке ток проходит дважды за период и при активной нагрузке имеет форму синусоиды. Вынужденного намагничивания сердечника трансформатора нет. Расчетную мощность трансформатора определяем по формуле
P тp = l,23 Pd. (8.4)
Преимущества мостовой схемы выпрямления перед схемой с выводом нулевой точки:
1) максимальное обратное напряжение, прикладываемое к неработающим вентилям, в два раза меньше;
2) меньше расчетная мощность [ср. формулы (8.3) и (8.4)], обеспечивающая лучшее использование трансформатора;
3) при расчетном значении ЭДС е2 , совпадающем с напряжением сети, мостовую схему можно питать непосредственно от сети (без трансформатора).
Недостатком мостовой схемы следует считать наличие четырех вентилей (по сравнению с двумя вентилями в схеме с нулевым выводом).
Внешняя характеристика выпрямителя. Внешняя (нагрузочная) характеристика выпрямителя, выражающая зависимость изменения напряжения на нагрузке Ud при изменении тока нагрузки Id, описывается уравнением:
Ud = Ud 0 = ( ∆ Ud + ∆ U тр + IdR ф), (8.5)
где Ud0 — среднее значение выпрямленного напряжения при холостом ходе (Id =0); ∆ Ud — среднее значение напряжения на вентилях (вентиле) одного плеча; ∆ U тр — среднее значение падения напряжения в обмотках трансформатора, отнесенное ко вторичной обмотке; R ф — активное сопротивление последовательно включенных с сопротивлением нагрузки элементов сглаживающего фильтра (см. рис. 8.1).
С ростом Id увеличиваются все составляющие падений напряжений члены в скобках уравнения (8.5), что приводит к снижению выпрямленного напряжения Ud. Семейство внешних характеристик показано на рис. 8.4.
При отсутствии фильтра напряжение холостого хода определяется уравнением (8.5). С ростом тока нагрузки напряжение Ud снижается незначительно (кривая 2),так как ∆ Uа и ∆ U тр невелики, а IdR ф= 0.
При наличии простейшего емкостного фильтра напряжение холостого хода определяется амплитудным напряжением фазы трансформатора, а снижение напряжения Ud с ростом Id происходит более резко (кривая 1). Еще более резко снижается напряжение на нагрузке (кривая 4) при наличии RC- фильтра(см. рис. 9.3), т.к. заметную величину составляет сопротивление R ф. При включении LC-фильтра (см. рис. 9.2) активное сопротивление последовательного элемента фильтра R Ф определяется активным сопротивлением провода обмотки дросселя, которое обычно невелико. Поэтому снижение напряжения Ud с ростом Id значительно меньше (кривая 3).
Мостовая схема выпрямителя. Схема мостового выпрямителя трехфазного тока (схема Ларионова) показана на рис. 8.6, а. В ней последовательно соединены две трехфазные выпрямительные группы: анодная (аноды электрически соединены) Д 1 , Д3 , Д 5и катодная (катоды электрически соединены) Д 2 , Д 4 , Д 6 , каждая из которых повторяет работу трехфазного выпрямителя с нулевым выводом (рис. 8.5, а). Поэтому при таком же значении ЭДС вторичной обмотки трансформатора Е 2 , как и в схеме с выводом нулевом точки, в данной схеме среднее значение выпрямленного напряжения Ud в два раза больше: Ud = 2,34 E 2.
Временные диаграммы трехфазных ЭДС вторичных обмоток трансформатора показаны на рис. 8.6, б. Положительные полуволны синусоиды открывают диоды катодной группы, а отрицательные полуволны — диоды анодной группы. При этом в схеме одновременно пропускают ток два диода: один из катодной группы, потенциал анода которого наиболее высокий относительно нулевой точки трансформатора, и второй из анодной группы, потенциал катода которого наиболее низкий. Например, в интервал времени t 1 —t 2(рис. 8.6, б) наиболее высокий положительный потенциал будет на аноде диода Д 2 (е2а), а наиболее высокий отрицательный — на катоде диода Д 3 (е2b). Поэтому ток замыкается по цепи: фаза а — диод Д 2 — нагрузка R н — диод Д 3 — фаза b. В момент времени t 2ЭДС фаз b и с сравниваются по значению, а затем (интервал времени t 2 — t 3) более отрицательной становится ЭДС фазы с, которая прикладывается к катоду диода Д 5. Поскольку в этом интервале времени наиболее положительной является ЭДС фазы а, диод Д 2 продолжает проводить ток (i а2 на рис. 8.6, в),однако в катодной группе открывается диод Д 5(при этом диод Д 3 запирается), через который ток замыкается по цепи: фаза а — диод Д 2 — нагрузка RH — диод Д 5 — фаза с. В интервале времени t 3— t 4 продолжает пропускать ток ia 5диод д 5 анодной группы, однако в катодной группе ток проходит через диод Д4, поскольку наиболее положительной является ЭДС фазы b, в цепь которой включен этот диод, и т. д. (см. рис. 8.6, в).
Ток нагрузки id является пульсирующим с частотой пульсации по первой гармонике f 1= 6 f c. Форма напряжения Ud на нагрузке повторяет форму тока id.
Поскольку длительность прохождения тока через диод равна трети периода (2я/3), среднее за период значение тока через диод
Iа = Id /3.
Обратное напряжение на диоде в трехфазных схемах с нулевым выводом и мостовой — одинаково. Поэтому, с учетом формулы (8.8), можно записать
(8.9)
Разложение в ряд Фурье несинусоидальной кривой выпрямленного напряжения в этом случае для основной гармоники
U ~1 = 0,057 U d. (8.10)
Следовательно, коэффициент пульсаций
Кп = U~1/Ud = 0,057. (8.11)
По сравнению со схемой с нулевым выводом мостовая схема имеет следующие преимущества:
1) возможность отсутствия трансформатора при напряжении сети, соответствующем необходимому значению выпрямленного напряжения;
2) увеличение частоты пульсаций в два раза (300 Гц по сравнению с 150 Гц при стандартной частоте сетевого напряжения) и уменьшение коэффициента пульсаций более чем в четыре раза [см. формулы (8.7) и (8.11)], что уменьшает габаритные размеры и массу сглаживающего фильтра;
3) лучшее использование диодов по напряжению [см. выражение (8.9)], что дает возможность получать высокие выпрямленные напряжения.
Характер внешней характеристики трехфазных выпрямителей такой же, как и у однофазных выпрямителей.
УПРАВЛЯЕМЫЕ ВЫПРЯМИТЕЛИ
Для большинства потребителей выпрямители должны обеспечивать возможность плавного регулирования выпрямленного напряжения в широких пределах. Это достигается применением управляемых выпрямителей.
Однофазный управляемый выпрямитель. Управляемым называют выпрямитель, содержащий управляемые диоды и позволяющий регулировать уровень выпрямленного напряжения. Рассмотрим принцип работы однофазного управляемого выпрямителя на примере схемы с нулевым выводом (рис. 8.7, а) при активной нагрузке. Вентильными элементами в этой схеме являются тиристоры.
В схеме на неуправляемых вентилях (см. рис. 8.2, а) напряжение на нагрузке (см. рис. 8.2, б) соответствует положительным полуволнам синусоидального напряжения на вторичной обмотке трансформатора Тр, а диоды начинают проводить ток в момент перехода напряжения через нуль ( w t = 0, p, 2p...). В схеме же на управляемых тиристорах ТР 1и ТР 2(рис. 8.7, а) момент открывания тиристоров определяется моментом подачи на управляющий электрод импульсов управления Uy (рис. 8.7, в). При подаче таких импульсов в моменты времени w t 1и w t 2тиристоры открываются с соответствующей задержкой по отношению к моментам перехода напряжения через нуль, т.е. в общем случае с фазовым сдвигом a = w t, где w — угловая частота напряжения сети.
Угол a, отсчитываемый от точки естественного отпирания вентилей и выраженный в градусах, называют углом управления. Поскольку управляющие импульсы подаются синхронно с частотой выпрямленного напряжения, то угол управления для обоих тиристоров остается постоянным.
В интервалы времени 0 — w t 1 и я — w t 2 мгновенное значение напряжения на нагрузке равно нулю (см. рис. 8.7, б — штриховые линии), так как оба тиристора заперты, а в моменты времени w t 1 и w t 2 оно возрастает скачком, изменяясь затем по синусоидальному закону, до момента перехода напряжения через нуль. Изменение угла управления позволяет регулировать выпрямленное напряжение Ud.
Среднее значение выпрямленного напряжения для произвольного значения угла управления
(8.12)
Для неуправляемого режима (a = 0)
Udo = 2E2m / p, (8.13)
следовательно, при a ≠ 0
Udo = Udo (l+cosa)/2. (8.14)
Выражение (8.14) представляет собой уравнение регулировочной характеристики выпрямителя (рис. 8.8, а). При a= 0среднее значение выпрямленного напряжения [формула (8.13)] максимально и равно нулю, как следует из формулы (8.14), при a = p.
Внешняя характеристика управляемого выпрямителя с учетом потерь имеет такой же вид, как и для неуправляемого выпрямителя (см. § 8.2). На рис. 8.8, б показана характеристика при различных значениях угла управления a.Так как с увеличением угла управления среднее значение выпрямленного напряжения уменьшается, то характеристики сдвигаются вниз относительно оси ординат.
Трехфазный управляемый выпрями-ель. Рассмотрим особенности трехфазных управляемых выпрямителей на примере схемы с нулевым выводом (рис. 8.9, а) при активной нагрузке.
Момент времени включения тиристоров и длительность их работы определяются углом управления a, отсчет которого производят от угла естественного включения p/3, сдвинутого влево от максимума синусоидального напряжения фаз вторичных обмоток трансформатора.
При работе на активную нагрузку с изменением угла управления можно выделить два характерных режима работы выпрямителя: непрерывных токов и прерывистых токов. Первый имеет место, если угол управления находится в пределах 0 ≤ a ≤ p/6, второй — при p/6 ≤ a ≤ 5p/6.
Временные диаграммы напряжения и тока трехфазного управляемого выпрямителя в режиме непрерывных токов показаны на рис. 8.9, б. В этом режиме ток нагрузки i,t непрерывный, а среднее значение выпрямленного напряжения определяется выражением (за начало отсчета времени принимаем точку 0').
Временные диаграммы напряжения и тока рассматриваемого выпрямителя в режиме прерывистых токов показаны на рис. 8.9, в. В этом режиме ток нагрузки id прерывистый, а выпрямитель потребляет от сети реактивную мощность. Среднее значение выпрямленного напряжения
(8.16)
При a = 5p/6 выпрямленное напряжение равно нулю. Используя выражения (8.15) и (8.16), можно построить регулировочные характеристики трехфазного выпрямителя.
Системы управления выпрямителями. Сущность управления выпрямленным напряжением заключается, как отмечалось, в задержке момента включения тиристора по отношению к моменту его естественного отпирания. Включение тиристоров со сдвигом фазы a (угол управления) производится импульсными сигналами, которыми обычно являются импульсы прямоугольной формы малой длительности, либо кратковременными импульсами с крутым передним фронтом. Система управления предназначена для формирования управляющих импульсов подобной формы и подачи их на управляющие электроды с требуемым фазовым сдвигом.
Существуют разнообразные системы управления. Все они, однако, состоят из трех основных элементов, как показано на структурной схеме системы управления (рис. 8.10).
Входное устройство создает многофазное напряжение, синхронизированное с напряжением питающей сети. Фазосдвигающее устройство обеспечивает требуемый сдвиг фазы управляющих импульсов и тем самым определяет угол регулирования. Обычно вместо одного фазосдвигающего устройства выполняют индивидуальные фазосдвигающие устройства для каждой цепи управления. Выходное устройство формирует и усиливает импульс управления. В маломощных выпрямителях в качестве выходных устройств часто применяют блокинг-генераторы, в мощных выпрямителях — импульсные генераторы на тиристорах.
Различают фазосдвигающие устройства горизонтального и вертикального управления. При горизонтальном управлении формирование управляющего импульса осуществляется при переходе питающего напряжения через нуль, а его фазовый сдвиг обеспечивается изменением фазы питающего напряжения.
Более высокое быстродействие имеют фазовращающие устройства вертикального управления, используемые в управляемых выпрямителях на тиристорах и в различных устройствах автоматического управления. Принцип вертикального управления поясняет рис. 8.11.
При вертикальном управлении осуществляется сравнение двух включенных последовательно напряжений: регулируемого по уровню u, и переменного напряжения и, синхронизированного с напряжением сети (см. рис. 8.11, а, б, в). Обычно применяется пилообразная форма напряжения и (линейно изменяющаяся во времени), но иногда используют синусоидальное или экспоненциальное напряжение. Для сравнения напряжений используется транзистор (рис. 8.11, а). В момент равенства сравниваемых напряжений (рис. 8.11, в) транзистор опрокидывается, формируя импульс управления u у (рис. 8.9, г). Необходимая форма, амплитуда и длительность импульса управления обеспечиваются выходным устройством.
VI. СГЛАЖИВАЮЩИЕ ФИЛЬТРЫ