В зависимости от значения фазы Dj наиболее часто используются разновидности ФМ, приведенные в табл. 1.
Таблица 1
При бинарной ФМн возможно два значения начальной фазы сигнала: 0 или 
, что позволяет различить единичный бит информации: 1 или 0.
При квадратурной модуляции возможно четыре значения начальной фазы сигнала: 0, p/2, 
, 3p/2 или при смещении первого значения фазы на p/4 другая комбинация: p/4, 3p/4, 5p/4, 7p/4. Поэтому здесь можно различить комбинацию из двух битов информации согласно табл. 2.
Таблица 2
В результате при квадратурной ФМн, объединяя нечетный бит с четным или одновременно передавая битовые комбинации от двух источников, можно по сравнению с бинарной ФМн в два раза увеличить объем передаваемой информации за тот же по длительности сеанс связи. Смещение по начальной фазе осуществляется с целью лучшего различия одного символа от другого. Так, первый символ, определяемый с помощью N бит (в частности, N=8 или 16), передается без начального смещения фазы, второй символ - со смещением, 3-й символ - снова без смещения и т.д. (табл. 2). Формирование ФМ сигнала как бинарного, так и квадратурного вида возможно с помощью процессора по специальной программе. Реализация бинарной фазовой манипуляции сигнала с девиацией фазы Djдев=p возможна с помощью схемы, приведенной на рис. 11.
Фазовый модулятор содержит два электронных ключа, в качестве которых используются диоды. Открывая попеременно один или другой электронный ключ, снимают ВЧ сигнал с разных обмоток ВЧ трансформатора и тем самым скачком на Djдев=p меняют фазу сигнала. (На схеме рис. 11 отображен случай, когда диод DI открыт, a D2 закрыт.)
Рис. 11 – Схема бинарной фазовой манипуляции
Частотная телеграфия
Применение одноступенчатой модуляции не позволяет во многих случаях реализовать преимущества ЧТ и ФТ. Это связано с тем, что в идеальном случае полоса пропускания радиоприемника должна быть равна спектру принятого сигнала. Практически данное требование из-за нестабильности частоты несущей передатчика и частоты гетеродина приемника реализовать не удается: полосу пропускания с учетом названных нестабильностей частоты приходится расширять, что снижает помехоустойчивость. Поэтому, более продуктивным оказывается двухступенчатая модуляция, при которой логические 1 и 0 модулируют сначала поднесущую сравнительно низкой частоты, а затем этой поднесущей модулируют частоту несущей радиопередатчика. Рассмотрим более подробно такой метод двухступенчатой модуляции на примере ЧТ - ЧМ, выполняемой согласно структурной схеме, приведенной на рис. 12.
Рис. 12 – Структурная схема двухступенчатой модуляции ЧТ-ЧМ
В первой ступени модуляции сигнал, поступающий от источника информации, с помощью кодирующего устройства (кодера) преобразуется в последовательность двоичных символов - в биты информации. Далее в модуляторе 1 логической 1 присваивается частота F1, а логическому 0 - F2 (при фазовой модуляции им присваивались бы разные значения начальных фаз). Далее синусоидальный сигнал с частотой F1 и F2 во второй ступени модулирует с девиацией Dfдев частоту несущей радиопередатчика. (В радиоприемнике такой сигнал дважды проходит процедуру демодуляции: сначала выделяется частота поднесущей, а затем - исходное цифровое сообщение - битовая последовательность).
При такой двухступенчатой модуляции полосы пропускания фильтров, устанавливаемых в канале поднесущей частоты, удается сузить до ширины спектра передаваемого сообщения и тем самым повысить помехоустойчивость. Рассмотрим, как нужно выбирать частоты F1 и F2. Во-первых, следует обеспечить «плавный» переход, т.е. без скачка фазы, от сигнала с частотой F1 к сигналу с частотой F2 так, как показано на рис. 10, б. Это вызвано тем, что при скачке фазы происходит «размытие» мгновенного спектра сигнала, что снижает помехоустойчивость радиоприема и создает помехи другим системам радиосвязи. Во-вторых, значения этих частот, а точнее, соотношение между ними, должно быть таково, чтобы энергетический спектр модулированного сигнала был бы сконцентрирован в возможно узкой полосе, или не был бы «размыт». В-третьих, сигналы с частотами Fl и F2 должны быть ортогональны. Ортогональными называют сигналы, не перекрывающиеся во времени и с несовпадающими спектральными составляющими в частотном спектре.
Введем понятие среднего значения частоты поднесущей: F0=0,5(F1+F2) и разности, или дискрета частоты, DF=F1–F2. Тогда для частот, определяющих соответственно логические 1 и 0, запишем:
– для логической 1: F1=F0+0,5Df = KFт;
– для логического 0: F2=F0–0,5Df= NFт,
где Fт=1/t - частота следования элементарных посылок; К, N - числа, показывающие, сколько периодов частоты поднесущей укладывается внутри элементарной посылки, т. е. внутри одного бита, причем К>N (см. рис. 10, б).
Для дискрета частоты имеем DF=F1–F2=Ft(K–N).
Фазы сигналов внутри элементарных посылок на протяжении одного бита изменяются по закону:
– внутри бита логической 1: j1(t)=2pF1t=2pF0t+Dj(t);
– внутри бита логического 0: j2(t)=2pF2t=2pF0t+Dj(t), где дополнительное изменение фазы сигнала: Dj(t)=2p0,5DFt= pFt(K–N)t.
К концу элементарной посылки, т.е. при t =t=1/Ft, дополнительный набег фазы на протяжении одного бита составит:
– для логической 1: Dj=+p(К–N);
– для логического 0: Dj= –p(К–N).
При К=1+N значение Dj=+p для логической 1 и Dj= –p для логического 0. Такой случай при К=4 и N=3 представлен на рис. 13, а, где логическая единица – F1= 4Ft; логический ноль – F2= 3Ft.Можно, например, выбрать следующие значения параметров:
t=1,28 мс или Ft=781,25 Гц; F1=3125 Гц; F2=2343,75 Гц.
Разложим в ряд Фурье периодическое колебание прямоугольной формы (меандр):
. (22.1)
Рассматривая колебание (рис. 13, а) как сумму двух амплитудно-модулированных сигналов с частотами F1 и F2, с учетом последней зависимости для огибающей получим спектр, представленный при К=1+N на рис. 14. (Сплошные линии относятся к сигналу с частотой F1, пунктирные - F2.)
Рис. 13 – Формы битовых посылок при ЧМ для 1 и 0
Из рассмотрения полученного спектра следует, что основная энергия сигнала сосредоточена в полосе DF=5Ft, а выбранные сигналы ортогональны.
Рис. 14 – Спектр сигнала при ЧМ битовых посылок
Такой спектр можно еще более сузить при К=1,5 и N=1, т.е. при логической 1, представленной тремя полупериодами сигнала с частотой F1 внутри одного бита и двумя полупериодами частоты F2 внутри бита для логического 0 (см. рис. 13, б). При этом, согласно полученному выше выражению набег фазы на протяжении одного бита составит для логической 1: Dj = +p/2; для логического 0: Dj = –p/2. Такой случай частотной манипуляции называется манипуляцией с минимальным сдвигом (имеется в виду минимальный сдвиг фазы) - способ MSK (Minimum Shit Keying).
Формировать сигналы при частотной манипуляции, приведенные на рис. 13, можно с помощью процессора по специальной программе. При этом может быть получен квази синусоидальный сигнал, составленный из ступенек (рис. 15).
Рис. 15 – Квази синусоидальный сигнал, составленный из ступенек
При ЧМ, как и при квадратурной ФМ, можно попарно передавать биты, используя при этом четыре значения частоты, и тем самым вдвое увеличить объем информации (см. табл. 2).
Выводы по лекции:
В ходе лекции приведены основы частотной и фазовой модуляции, представлены методы реализации угловой модуляции, рассмотрены частотный и фазовый модуляторы, вопросы стабилизация частоты несущей при частотной модуляции, раскрыта частотная и фазовая манипуляция дискретных сообщений.
1. Методы осуществления угловой модуляции можно разделить на прямые и косвенные. Прямой метод при ЧМ означает непосредственное воздействие на колебательную систему автогенератора, определяющую частоту колебаний. Косвенный метод состоит в преобразовании ФМ в ЧМ.
2. Применение одноступенчатой модуляции не позволяет во многих случаях реализовать преимущества ЧТ и ФТ. Это связано с тем, что в идеальном случае полоса пропускания радиоприемника должна быть равна спектру принятого сигнала. Практически данное требование из-за нестабильности частоты несущей передатчика и частоты гетеродина приемника реализовать не удается: полосу пропускания с учетом названных нестабильностей частоты приходится расширять, что снижает помехоустойчивость.