Разработка принципиальной электрической схемы усилителя

На основе аналитического обзора и структурной схемы была спроек­тирована принципиальная электрическая схема усилителя низких частот класса D (Приложение Б)

Принципиальная схема входного каскада на операционных усилителях приведена на рис. 2.6.

Рис. 2.6 - Принципиальная схема входного каскада на операционных усилителях.

Установка операционного усилителя на входе усилителя дает ряд преимуществ, а именно:

1. Повышение температурной стабильности предварительного усили­
теля;

2. Упрощение подключения обратной связи;

3. Повышение входного сопротивления.

Входной каскад собран на операционных усилителях DA1 и DA2. В DA1 подан сигнал на не инвертирующий вход, DA2 сигнал подан на ин­вертирующий вход ОУ и охвачен отрицательной обратной связью.

 

Для стабилизации режима по постоянному току, задания требуемого коэффициента усиления, а также снижения коэффициента нелинейных иска­жений в выходном каскаде следует ввести цепи отрицательной обратной свя­зи (ООС) по постоянному и по переменному току. В качестве примера при­ведена принципиальная схема цепочки отрицательной обратной связи (ООС) по постоянному и переменному току на рис.2.7.

 

 

Рис.2.7 - Принципиальная схема цепочки отрицательной обратной свя­зи (ООС) по постоянному и переменному току.

Источником пилообразного сигнала служит генератор линейно изме­няющегося напряжения (ГЛИН) собранный на транзисторах VT1, VT2 подключены по схеме с общим коллектором, VTl-pnp канальный, VT2-npn канальный. Источником тактовых импульсов для работы ГПН является несимметричный мультивибратор, собранный на операционном усилители DA3 рис2.8. Сигнал на ОУ подается через инвертирующий вход и исполь­зуется две обратные связи: двойная ООС и ПОС.

 

 

Рис 2.8 - Принципиальная схема генератора пилообразного напряжения.

Согласующий каскад обеспечивает сравнение сигнала который посту­пает на компараторы DA4, DA5 рис.2.9 которые сравнивают сигналы с входного каскада и генератора пилообразного напряжения. Компараторы DA4, DA5 без пороговые не имеющие положительной обратной связи.

Рис.2.9 --Принципиальная схема согласующего каскада.

Для обеспечения работы выходного каскада в режиме D предвари­тельно усиленный исходный сигнал по напряжению не обходимо усилить по току. С этой целью используется драйвер, схема которого приведенная на рис. 2.10

Рис.2.10. - Принципиальная схема драйвера и ЛСН.

В этой же схеме представлен линейный стабилизатор напряжения (ЛСН), который обеспечит стабильное питание всем узлам принципиаль­ной схемы.

На рис.2.11 приведена одна из наиболее распространенных схем вы­ходного каскада - полумостовой двухтактный

 

 

Рис.2.11 - Принципиальная схема выходного каскада.

Принципиальная схема содержит два идентичных плеча, каждое из которых содержит полевые транзисторы (VT3 и VT4),h источник питания. Нагрузка R_H включена между общей точкой плеч и общим проводом схемы через интегрирующий LC-фильтр.

 

 

Электрический расчет

Рассчитаем действующее значение напряжения на нагрузке:

(1.1)

где

Р_н - мощность на нагрузке (Вт); - сопротивление нагрузки (Ом);

Рассчитаем максимальное амплитудное значение напряжения на нагрузке:

; (1.2)

Рассчитаем максимальное напряжение в нагрузке:

(1.3)

U_cc = 2-U_m = 2-15,5 = 31(5);

Рассчитаем действующее значение тока в нагрузке:

 

(1.4)

 

;

 

Рассчитаем максимальное амплитудное значение тока в нагрузке:

(1.5)

;

2.4.1 Расчет входного каскада

Учитывая техническое задание и основные требования к входному каскаду рис.(2.6), а именно высокое входное сопротивление; частота среза и единичного усиления исходя из этих требований был подобран операци­онный усилитель ADA4841-1 (Приложение А).

Так как DA2 имеет внутреннее сопротивления R_eH = 90 МОм, то рези­сторы R₃ и R₄ берем на 3 порядка меньше R_eH это позволит не учитывать токи проходящие в них следовательно: R₃ = R₄ = 0,001 R_eH = 0,001 • 90 •10⁶ = 90 •10³ (Ом) тогда, R₂ нужно взять на 2 порядка меньше сопротивлений R₃ и R₄: R₂ = 0,01 • R₃ = 0,01 • 90 • 10³ = 900 (Ом)

Для исключения самовозбуждения операционного усилителя DA2 введем «легкую» отрицательную обратную связь R₅ = 1 МОм, а также сформируем АЧХ на верхних частотах с помощью введения конденсатора С₂.

Рассчитаем RC - цепочку в которую входит конденсатор С₁.и сопро­тивление R₁ и R₃. По формуле:

 

где

f_cp - часто среза

f_cp=f_H = 20 Гц

т - постоянная времени

t = C-R = C₁-(R₁ +R₃)..

Из формулы (1. 6) выразим :

 

Рассчитаем RC - цепочку в которую входит конденсатор С₂ и сопро­тивление Я₅ ^по формуле (1.6), где,

fc_P = fe = 16 кГц

r = C 2 • R₅

Из формулы (1.6) выразим :

-6

 

 

РАСЧИТАЕМ КОЭФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ ПО ФОРМУЛЕ ПО ФОРМУЛЕ

(1-7)

где

U_вых - напряжение на нагрузке И_вых = U_deu = 10,954 (В);

U_ex - напряжение сигнала на входе U_ex =

Рассчитаем регулировку усиления усилителя R₁:

Для уменьшения потери входного сигнала на сопротивлении его нужно взять на 2 порядка больше чем сопротивлении источника сигнала R_r = 6 Ом следовательно = 100 • 6 = 600 (Ом)

2.4.2 Расчет генератор пилообразного напряжения:

Генератор пилообразного напряжения рис.(2.8) построен на операци­онном усилители DA3 и двух транзисторов VT1 и VT2. Операционный усилитель используется такой же как и в входном каскаде ADA4841-1. Транзисторы VT1 - PNP BC807 и VT2 - NPN BC817 (Приложение А)

Используя частоту модуляции /_мод найдем период Т сигнала, что в дальнейшем нам поможет определить время импульса и паузы.

где

fмод = f .

¹

Введем коэффициент заполнения D = 0.01

Исходя из формулы (1.8) выразим время импульса t_u:

(1.9)

Период можно выразить через время импульса t_u и паузы t_n:

Из формулы (1.9) выразим :

 

Рассчитаем сопротивление R₈ , по формуле: (1.10)

Из формулы (1.9)выразим :

 

(1.11)

где

Uпор - пороговое напряжение;

- ток протекающий через сопротивление R₈; Найдем по формуле:

(1.12)

где

U_n- напряжение питания DA3;

U_on- опорное напряжение DA3;

Ток I_R8 примем равным 1мА

 

R₈ = 2кОм

Рассчитаем сопротивление R₁₀ по формуле

R₁₀ = 4 кОм

Рассчитаем сопротивление Д₉ по формуле (1.9):

Зададим ток I_R9 на 2 порядка меньше выходного тока DA3

 

Транзистор VT1 берем кремневый 1N4148 Рассчитаем конденсатор С₃ по формуле:

(1.13)

С₃ = 1,273 нФ

Рассчитаем сопротивление выразим его через постоянную времени

из выше указанного соотношения выразим R11:

 

 

Рассчитаем конденсатор С₄ выразив из формулы:

(1-14)

где

/_с - ток насыщения конденсатора С₄ примем равным 1 мА 2U_VD

U_VD- падение напряжения на диодах VD2 VD3 кремневый 1N4148

С₄ = 5,8 нФ

Рассчитаем сопротивление шунта R_M = R₁₄ по формуле:

Где

(1-15)

 

R₁₄ = 700 Ом

Рассчитаем сопротивление R₁₃ по формуле:

где

1_б - ток базы транзистора;

где

-ток коллектора транзистора 1_к1 = 1_С = 1 мА; - коэффициент передачи по току;

Коэффициент передачи по току для транзистора VT1

равен

Рассчитаем ток коллектора 1_к2 для транзистора VT2:

(1-18)

 

Рассчитаем ток базы 1_б2 для транзистора VT2 по формуле (1.14):

 

Рассчитаем сопротивление R₁₂ по формуле:

(1.19)

 

2.4.3 Расчет согласующего каскада:

Ранее было описано, что согласующий каскад проводит сравнение сигналов, другими словами сигнал модулируется. Модуляция осуществля­ется с помощью полезного несущего сигнала низкой частоты. Обычно в качестве несущего сигнала используют сигнал пилообразной формы. На рис.2.12 изображен временные диаграммы широтно-импульсной модуляции.

Рис.2.12 Временные диаграммы ШИМ

- частота f_Hec;

- коэффициент наклона а

U„ест — максимальная амплитуда несущего сигнала, В; U_{Mod max} - максимальная амплитуда выходного напряжения предваритель­ного усилителя, В.

Частота несущего сигнала f_Hec. должна в 2... 10 раз превышать наивысшую частоту модулирующего сигнала f_{Mod max} (в качестве f_{Mod max} выбираем f_e усилителя). f_Hec = (2... 10)/. = 160 кГц

 

В качестве согласующего каскада были использованы 2 компаратора DA4 DA5, которые по времени меньше основных полевых транзисторов. Учитывая этот параметр был выбран МАХ9012 - сверхбыстродействую­щий малопотребляющий с однополярным питанием компаратор t=5 не (Приложение А).

Сопротивление берем на 2 порядка меньше чем внутреннее сопротивление компаратора = 1 МОм

 

2.4.4 Расчет выходного каскада:

Рассчитаем выходной LC – фильтр/

(1.20)

где

L - катушка индуктивности;

S - задается от 0 до 100 берем

- циклическая частота

 

(1.22)

Перейдем к реактивным составляющим емкости и катушки индуктив­ности т.е к реактивному сопротивлению рис.(2.13)

Рис.(2.13) LC - фильтр в комплексном виде

Рассчитаем реактивное сопротивление LC 'элементов: x_L » R_H • 10 = 2 • 10 = 20 (Ом)

х_с «R_H •ОД = 2 • ОД = 0,2 (Ом)

(1.23)

Из формулы (1.18) выразим С₁₂:

Из формулы (1.16) выразим L_x:

Рассчитаем емкостной делитель состоящий из элементов С₁₀ и С_г1\

где

- ток нагрузки;

 

Подберем транзисторы VT3 и УТ4.для выходного каскада. Рассчитаем мощность которую рассевает транзистор по формуле:

(1.25) (1.24)

где

R_DS - сопротивление затвора транзистора R_DS = 32 мОм;

Исходя из результатов берем транзистор IRFB5615PbF (Приложение А)

Сопротивления берем рекомендованные производителем:

R₂₁ = R₂₄ = 2,4 кОм

2.4.5 Расчет драйвера и ЛСН:

Транзисторы VT3, VT4 для нормальной работы при сопротивлении ⁼ 2,4 кОм и напряжении питания U_n = 12 В требуется ток на за­творе:

После поисков был выбран драйве IR2010(S)PBF рис.(2.10) который имеет выходной ток ЗА в последствии нами был добавлен усилительный кас­кад по току для каждой полуволны в виде двух полевых транзисторов DA6, DA7 в одном корпусе IRF7389PbF-l (Приложение А). Драйвер также имеет обвязку из элементов берем рекомендованные производителем:

С₅ = 10 мкФ

С₆ = С₇ = 1 мкФ

диодVD5-1N4148

Сопротивление R₂₁, берем рекомендованные производителем: R₂₁ = R₂₄ = 6 кОм

Сопротивление R₂₀, R₂₃ используем для стабилизации режима работы тран­зисторов DA6, DA7 находим по формуле:

R₂₀ = R₂₃ = Ю• R₂₁ = 10 • 6 •10³ = 60 • 10³ (Ом)

R₂₀ = R₂₃ = 60 кОм

Выбор линейного стабилизатора напряжения выполним по критерию: ЛСН должен обеспечить стабильное напряжение в размере 12В на DAI, DA2 DA3, DA4, DA5, DA6, DA7. Исходя из критерия выбор пал на LM7812

U_ex = 14,5-32 5

ЛСН имеет также обвязку рекомендованную производителем: С₈ = 0.53 мкФ

С₉ = 0.1 мкФ

Приложение (А)

2.4.6 Расчет ООС:

При расчете усилителя мы считали, что коэффициент усиления Ки=1826 и входное сопротивление усилителя равно внутреннему сопротив­лению источника сигнала. Поэтому коэффициент усиления по напряжению, превышает требуемый и возникает необходимость введения отрицательной обратной связи (ООС) рис.2.7 по переменному току.

Рассчитаем сопротивление ^по формуле:

R₂₅ = (1.26)

Где

-напряжение в точки между двумя транзисторами VT3, VT4

— ток делителя примем за 0,1 мА;

=160• 10³ (Ом)

R₂₅ = 160 кОм

Рассчитаем сопротивление из формулы:

(1.27)

 

 

 

Рассчитаем сопротивление R₂₇ из соотношения:

где

- ток входного сигнала;

1_осоу— ток ООС операционного усилителя DA2;

1_{0С пр}— ток ООС преобразователя;

Запишем формулу (1.28) в развернутом виде:

Где

R_ex = R₂ = 900 Ом

напряжение ООС операционного усилителя DA2

Найдем U_ocDA2 по формуле:

(1.30)

Где

 

— напряжение насыщения операционного усилителя U_{оу насщ} = 1,5 В

Ток входного сигнала равен:

ТОК ООС операционного усилителя DA2 равен:

Рассчитаем сопротивление из формулы (1.29)

2.4.7 Расчёт энергетических показателей усилителя Определим КПД усилителя по формуле:

%

(1.30)

 

где

- К.П.Д. усилителя, %;

Рн - полезная мощность (мощность нагрузки), Вт;

Р - потребляемая мощность, Вт.

Определим потребляемую мощность как сумму всех входных мощ­ностей активных элементов схемы.

Потребляемая мощность ЛСН состоит из потребляемых мощностей компараторов и ОУ

где

Pvti,2 = 0,25 - мощность на транзисторах VT1, VT2 Вт;

Р_др = 1.6 -мощность драйвера Вт;

Р_ком = 0,8-мощность компаратора Вт;

Р_оу = 0,0018- мощность ОУ DAI, DA2, DA3, Вт;

Рvтз,4 ⁼ 0.95- мощность полевых транзисторов VT3, VT4 Вт;

Рассчитаем мощность усилительного каскада на полевых транзисторах DA6, DA7 по формуле:

(1.32)

где

Eg- энергия транзистора VT3, VT4

Q_g = 26 • .- электрический заряд на транзисторе VT3, VT4;

Е_д = Q_g • U_n = Дж

Pda6,7 = (Вт)

Найдем ток ЛСН /_лсн по формуле:

(1.30)

Где

сумма всех мощностей питаемые ЛСН;

Рассчитываем мощность ЛСН по формуле:

(1.30)

Где

напряжение на выходе ЛСН;

% % = 83.7%

 

 

Заключение

В ходе курсовой работы был разработан усилитель низкой частоты. Разработанный усилитель удовлетворяет требованиям технического задания. По некоторым параметрам превышает требования ТЗ, в частности К.П.Д. со­ставляет 83,7%, что было достигнуто благодаря примененной схеме широт-но-импульсной модуляции..

В спроектированном усилителе предусмотрена регулировка усиления, но данная схема не является лучшим возможным решением.

К достоинствам данного усилителя является сравнительно не большое количество элементов, что упрощает настройку схемы усилителя.

К недостаткам данной схемы можно отнести большую величину нели­нейных искажений на больших частотах.

 

Список использованной литературы

1. Герасимов В.В. Интегральные усилители низкой частоты: Серия
«Электронные компоненты» н/Д: изд-во «Наука и Техника», 2003. - 528 с.

2. Синельников А. X. Бестрансформаторные транзисторные усилители
низкой частоты. Массовая радиобиблиотека. Вып. 706, М: «Энергия», 1969.
-56 с.

 

3. Пухлов Л.Н. Миниатюрные время-импульсные устройства.-М.:
Энергия, 1979.-64 с.

4. Артым А.Д. Усилители классаЭ и ключевые генераторы в ра­
диосвязи и радиоовещании.-М.: Связь, 1980. -209 с.

5. Розанов Ю.К. Полупроводниковые преобразователи со звеном
повышенной частоты.-М.: Энергоатомиздат, 1987. -184 с.

6. Забродин Ю. С. Промышленная электроника: Учебник для вузов, -
М.: Высш. школа. 1982. - 496 с, ил.

7. Лавриненко В. Ю. Справочник по полупроводниковым приборам. 9-е
изд., перераб. К.: Технпса, 1980. 464с.с ил.

8. Лачин В. И., Савёлов Н. С. Электроника: Учеб. Пособие. - Ростов
н/Д: изд-во «Феникс», 2000. - 448 с.

9. Методические указания по оформлению курсовых и дипломных про­
ектов / Сост.: Ю.Э. Паэранд, П.В. Охрименко - Алчевск: ДГМИ, 2004. - 84с.

 

10. Полупроводниковые приборы. Транзисторы средней и большой
мощности: Справочник - 2-е изд., стереотип, - /А.А. Зайцев, А. И. Миркин, В.
В. Мокряков и др.:Под ред А.В. Голомедова. - М.: Радио и связь, КубК-а
1994.-384с.;ил.

11. Додэка - Микросхемы для импульсных источников питания и их
применение. Справочник.2001