Исходные параметры проектирования

Методология автоматизированного проектирования малошумящего усилителя с использованием системы ADS

 

В данном разделе приводятся основные этапы выполнения проектных процедур по разработке принципиальной схемы и конструкции двухкаскадного усилителя, используемого в приемных трактах цифровых систем связи стандарта ISM.

 

Исходные параметры проектирования

Частотный диапазон усилителя, соответствующий стандарту ISM: 2,4 – 2,47 ГГц. В качестве используемого активного прибора был выбран биполярный транзистор AT-41486 фирмы HP-Avantek с максимальным коэффициентом усиления 10,6 дБ на частоте 2 ГГц и коэффициентом шума 2,5 дБ при токе коллектора 8mA на частоте 1,5 ГГц. Применение отечественных транзисторов при проектировании устройств в системе ADS возможно, но требует либо отдельного предварительного описания параметров, либо проведения комплекса измерений и занесения результатов в базу данных. Выбранный транзистор и его параметры для линейной и нелинейной моделей зарегистрированы в библиотеке активных приборов и доступны при работе в схемном и топологическом редакторе.

Цель проектирования: обеспечить максимум коэффициента усиления, минимум коэффициента шума и нелинейных искажений в заданном диапазоне. Типовой маршрут проектирования включает в себя следующие шаги: выбор рабочих точек каскадов усиления и расчет цепей смещения, определение малосигнальных частотных характерисчтик каскадов усиления и расчет цепей согласования на входе, выходе и между каскадами, определение частотных, динамических и интермодуляционных характеристик в режиме большого сигнала при одно- и двухчастотном входном воздействии., получение физического проекта конструкции усилителя с помощью топологического редактора и оценка параметров устройства с учетом влияния корпусов сосредоточенных элементов и планарных полосковых линий.

 

Этап проектирования цепей смещения

 

Расчет статического режима (режим по постоянному току)необходим для вычисления постоянных напряжений и токов в различных точках схемы, рабочих точек активных элементов, потребляемых и рассеиваемых мощностей в различных точках и элементах схемы. На этом анализе базируются все другие виды анализа.

Целью этого этапа является проектирование цепей смещения по постоянному току, обеспечивающих напряжение коллектор - эмиттер V_КЭ = 5 В, I_К = 6 мА для первого каскада усилителя и V_КЭ = 5 В, I_К = 13 мА для второго каскада. Для этого в схему добавляются элементы делителя напряжения, развязки по переменному току и источник питания, а малосигнальная модель транзистора (в виде S-матрицы) заменяется ее полной нелинейной моделью, имеющейся в библиотеке программы в разделе HP-Avantek.

Первым шагом перед проведением анализа в статическом режиме является формирование задания для определения семейства выходных вольтамперных характеристик транзистора.(рис. 57). В данном случае источник напряжения коллектор-эмиттер (VCE) задается как варьируемый (от 0 до 10 В) в блоке DC-контроллера, а источник база-эмиттер (от 0.75 до 0.85 В) – в блоке Parameter Sweep

 

Рис. 57 Схема для расчета ВАХ транзистора в статическом режиме

 

Используя функции вывода статических характеристик опции Window, были получены ВАХ транзистора, приведенные на рис. 58

Рис. 58 ВАХ транзистора и выбор рабочих точек с помощью маркеров

 

Далее из семейства характеристик транзистора находятся рабочие точки для первого и второго каскада. Рабочую точку надо выбирать таким образом, чтобы обеспечить минимум искажений сигнала при его усилении, для этого необходимо обеспечить такой режим, который будет далек от режима насыщения и области отсечки. Также необходимо обеспечить минимум энергозатрат. Таким образом, для первого каскада усилителя выбирается рабочая точка при V_КЭ=5В, I_К=6мА и V_БЭ=0,77В, а для второго каскада – при V_КЭ=5В и I_К=13мА, V_БЭ=0,80В.

Затем, с помощью схем, изображенных на рис.59 и 60, были определены номиналы сопротивлений делителя, для первого, а затем и второго каскадов усиления. В данных проектах после проведения анализа была использована команда Simulate>Annotation DC для получения карты рабочих режимов.

 

Рис. 59 Схема для расчета цепей смещения транзистора первого каскада

 

 

Из рис. 59 было определено, что требуемые статические токи и напряжения в допустимых пределах обеспечиваются значениями сопротивлений делителя R1=6,2 кОм, R2=1,2 кОм и равны: Vбэ= 0.773 B, Iк= 6.31 мА. Аналогичным образом из рис. 4 следует, что значения R1=5.6 кОм, R2=1.2 кОм, обеспечивают Vбэ=0.798 В, Iк=12.5 мА.. Можно решение этой задачи при желании автоматизировать с использованием контроллера оптимизации, установив в качестве целей (блок GOAL) требуемые токи и напряжения, а номиналы элементов R1, R2 – как варьируемые в допустимых пределах.

Рис. 60 Схема для расчета цепей смещения транзистора второго каскада

 

После того как цепи смещения были определены можно формировать и исследовать малосигнальную модель схемы в частотной области.

 

Этап проектирования с использованием малосигнальных методов анализа

 

Основная цель этого этапа – выбор оптимальной структуры согласующих цепей на входе и выходе усилителя по максимуму коэффициента усиления и минимуму коэффициента шума в заданной полосе частот. Данный усилитель, относится к усилителем с узкой полосой пропускания, не превышающей несколько процентов,и поэтому цепи согласования можно рассчитать на фиксированной частоте полосы пропускания.

На первом шаге этого анализа при выбранных параметрах режима, обеспечивающих линейный режим по постоянному току (для первого каскада потребляемый ток – 6 мA, напряжение питания – 5 В; для второго каскада потребляемый ток – 13 мA, напряжение питания – 5 В) и с использованием нелинейной модели транзистора из библиотеки (схема включения с общим эмиттером) формируется задание для начального малосигнального анализа в схемном редакторе, приведенное на рис. 61. В схему включены временно блокировочные элементы для цепей постоянного тока – С2=С3=С1=8200 пФ, L1= 1000 нГн. Каскад исследуется в широком диапазоне частот (1.5 – 3.0 ГГц). Кроме S- и Z- параметров, расчет которых устанавливается контроллером S- матрицы (S_Param), дополнительно задается на схеме расчет коэффициентов устойчивости (элементы StabFact и StabMeas) и коэффициента усиления по мощности (PwrGain), которые выбираются из палитры блока Simulation S_Param. Результаты расчета S-параметров и коэффициента шума на выходе (переменная nf(2) в списке выводимых параметров команды Window), приведенные на рис. 63, показывают, что выбранный транзистор обеспечивает достаточно стабильные и качественные характеристики в широком диапазоне частот.

 

Рис.61 Схема для определения коэффициентов устойчивости и усиления первого каскада усилителя

 

Рис. 62 Определение входного и выходного импедансов первого каскада

 

Рис.63 Результаты расчета S-параметров и коэффициента передачи и шума первого каскада

Рис. 64 Результаты расчета коэффициентов устойчивости первого каскада

 

На рис. 65 показана схема оценки первого каскада с помощью диаграмм Смита – по зонам нестабильности для входа и выхода, минимального шума, максимального усиления по входу и выходу на фиксированной центральной частоте рабочего диапазона 2.435 ГГц. Для анализа используются следующие контроллеры измерений (из палитры блока Simulation S_Param):

SStbCir, LStbCir – входные и выходные круги нестабильности,

NsCir– зона минимального коэффициента шума,

GsCir,GlCir – зоны максимального усиления по входу и по выходу соответственно.

Рис. 65 Задание для анализа транзистора первого каскада по диаграммам Смита

Рис. 66 Определение зон нестабильности первого каскада по диаграммам Смита

Можно оценить устойчивость транзистора в заданной полосе частот (рис. 66) и на центральной частоте (табл.1) (В1 - вспомогательный коэффициент устойчивости, К – коэффициент устойчивости):

 

Параметр К= , где D=S₁₁S₁₂ - S₁₂S₂₁,

 

а В1=1+ïS₁₁ï²-ïS₂₂ï²-ïDï².

 

Табл. 1

Частота, ГГц	В1	К
2,435	0,9657	1,2525

 

Необходимые и достаточные условия для безусловной устойчивости: К>1 и В1>0. Следовательно, первый каскад усилителя безусловно устойчив в рабочем диапазоне стандарта ISM и может быть настроен на максимальное усиление при двухстороннем согласовании.

С помощью специальной утилиты формирования диаграммы Смита для первого каскада можно определить точки, соответствующие минимальному значению коэффициента шума (рис. 66) и максимальному коэффициенту передачи по мощности на центральной частоте 2,435 ГГц для режимов согласования по входу и выходу. Так как первый каскад усилителя безусловно устойчив в заданном диапазоне, а второй каскад построен на таком же транзисторе HP AT-41486, следовательно второй каскад усилителя также устойчив в заданном диапазоне.

Далее по аналогичным рис. 61 и 65 схемам был проведен анализ частотных характеристик второго каскада, результаты которого изображены на рис. 67, 68, 69. Характеристики (шумовые и S-параметры) почти совпадают с результатами анализа первого каскада, с той лишь разницей, что в данном случае каскад более устойчив, что следует из сравнения рис.8 и рис. 12.

 

Рис. 67 Определение входного и выходного импеданса второго каскада

Рис. 68 Коэффициенты устойчивости второго каскада

Рис. 69 Определение зон нестабильности второго каскада по диаграммам Смита

Далее были определены параметры согласующих цепей в режиме двухстороннего согласования по входу и выходу при максимальном коэффициенте усиления на центральной частоте. Сопротивления источника сигнала и нагрузки в плоскости транзистора первого каскада: Zвх₁ = 8,14 + j26,81; Zвых₁ = 88,12 – j16,44 (f = 2,4 ГГц).

Сопротивления источника сигнала и нагрузки в плоскости транзистора второго каскада: Zвх₂ = 5,3 + j28,08; Zвых₂ = 72,41 – j3,52 (f = 2,4 ГГц). Для согласования между первым и вторым каскадом была включена четвертьволновая 75- омная микрополосковая линия.

После получения малосигнальных частотных характеристик каждого каскада был сформирован исходный вариант усилителя, приведенный на рис. 70. Для реализации микрополосковых согласующих и развязывающих элементов в качестве подложки был использован материал с диэлектрической проницаемостью 4,7 и высотой 0.8 мм, толщина проводящего слоя – 0.01 мм (параметры задаются в контроллере Msub). В качестве элементов развязки коллекторных цепей использованы отрезки 100 – омной линии. Для определения физических параметров МПЛ (ширины W и длины L) удобно воспользоваться утилитой LineCalc, которая запускается из схемного редактора командой Tools>LineCalc.

 

Рис.70 Схема двухкаскадного усилителя для расчета малосигнальных частотных характеристик

 

По результатам анализа проекта можно оценить устойчивость двухкаскадного усилителя в заданной полосе частот (рис. 71) и на центральной частоте (табл. 2), коэффициенты отражения на входе и выходе и коэффициент передачи, а также входной и выходной импедансы без согласующих цепей (рис. 72).

 

Рис. 71 Коэффициенты устойчивости и параметры рассеяния усилителя в полосе частот 1,5 - 3 ГГц

 

Табл.2

Частота, ГГц	В1	К
2,4	1,695	1,208

 

Необходимые и достаточные условия для безусловной стабильности: К>1 и В1>0. Следовательно, усилитель безусловно устойчив в рабочем диапазоне стандарта ISM и может быть настроен на максимальное усиление при двухстороннем согласовании. Анализ с помощью диаграмм Смита аналогичен подобному анализу для первого и второго каскадов.

Проанализировав полученные результаты можно сделать вывод, что транзистор, выбранный для данного усилителя, не относится к классу оптимальных. Зоны максимального коэффициента усиления и минимального коэффициента шума не совпадают.

 

Рис. 72 Определение входного и выходного импеданса усилителя

 

На основании вышеприведенных зависимостей определяются исходная структура и параметры входных и выходных согласующих цепей. Для узкополосных усилителей на этапе схемотехнического проектирования достаточно использовать однозвенные LC согласующие цепи по входу и выходу. Для усилителей связной РЭА во входной цепи целесообразно применять цепи содержащие параллельную емкость с целью подавления гармоник входного сигнала.

Параметры согласующих цепей определяются в режиме двухстороннего согласования по входу и выходу при максимальном коэффициенте усиления на центральной частоте. Входное и выходное сопротивления двухкаскадного усилителя определяется из рис. 16:

Zвх = 1,1 + j17,4; Zвых = 84,1- j14,5 (f = 2,4 ГГц). На основании этих значений выбираем следующие структуры согласующих цепей (рис. 73 – 74)

Рис. 73 Входная цепь

Рис. 74 Согласующая цепь между первым и вторым каскадом

 

Рис. 75 Выходная цепь

 

Затем формируется в схемном редакторе принципиальная схема усилителя, включающая входные и выходные согласующие цепи (рис.76), для расчета малосигнальных параметров в диапазоне частот 2.0 – 2.8 ГГц.

 

Рис. 76 Принципиальная схема усилителя с согласующими цепями

 

На данном шаге проводится анализ схемы согласно заданному частотному диапазону и рассчитываются коэффициенты отражения, передачи и шума, приведенные на рис. 77

 

Рис. 77 Частотные характеристики усилителя с согласующими цепями

 

Из рис. 77 можно видеть, что характеристики усилителя плавные, в рабочем диапазоне 2,4 – 2,47 ГГц не имеют скачков, коэффициент передачи достигает 20,5 дБ, коэффициенты отражения < 0, и коэффициент шума < 3 дБ. На данном этапе при расчете параметров элементов согласования (рис.73 – 75) была использована программа оптимизации в узкой полосе частот, но выбор первоначального варианта был достаточно успешным, а характеристики оказались близкими к оптимальным для данной структуры. Следующий этап автоматизированного проектирования связан с анализом усилителя в режиме реальных сигналов с помощью методов нелинейного анализа.

 

Этап проектирования с использованием методов анализа в режиме большого сигнала

 

Первый шаг - формирование задания на большесигнальный анализ модернизированной схемы в диапазоне изменения как и частоты (2.4…2.47 ГГц) входного гармонического источника при фиксированном значении мощности входного источника –40 dBm для верификации малосигнальной и большесигнальной моделей транзистора и получения реальных частотных характеристик. Для этого во входную цепь усилителя включаeтся источник мощности гармонического сигнала – компонента P1_Tone (рис.78). Значения мощности и частоты задаются через переменные соответственно pin и freqin, определенные в блоке переменных VAR. В контроллере метода гармонического баланса HB переменная freqin устанавливается как варьируемая в диапазоне 2,0 – 2,8 ГГц в окне Sweep, максимальный номер учитываемой гармоники выбирается равным 3, что вполне достаточно для усилителей режима класса А и не приведет к большим затратам времени расчета.

 

Рис. 78 Задание на расчет АЧХ усилителя в режиме реального сигнала

Результаты анализа частотной характеристики двухкаскадного усилителя показаны на рис. 79. Мощность выходного сигнала на основной частоте определяется применением функции dbm к выходному напряжению vout, соответствующему имени выходного узла на нагрузочном сопротивлении. Коэффициент передачи рассчитывается c помощью простого уравнения, составленному в окне просмотра результатов анализа. Сравнивая результаты рис. 77 и 79, можно убедиться в адекватности передаточных характеристик линейной и нелинейной моделей при небольших уровнях входных сигналов.

Рис. 79 Зависимость мощности и коэффициента передачи по мощности от частоты для нелинейной модели усилителя цепей смещения при Р_вх = -40 дБм

 

Второй шаг – оценка эффекта компрессии коэффициента передачи на центральной частоте 2,435 ГГц в диапазоне изменения входной мощности

–40….+20дБм. Для этого вносятся следующие изменения в проект: фиксируется значение переменной freqin = 2, 435 GHz, в контроллере HB в окне Sweep в качестве варьируемой устанавливается переменная входной мощности pin c пределами изменения от –40 до +10 dBm и шагом 1 dBm (рис. 80). Максимальный номер учитываемой гармоники увеличивается до 6, чтобы обеспечить сходимость решения при больших уровнях входного сигнала. Рекомендуется в этом случае пользоваться стандартным методом гармонического баланса, так как метод Крылова не обеспечивает сходимости в существенно нелинейных режимах работы усилителя (при pin>+4 dBm).

 

Рис. 80 Схема для определения динамической характеристики усилителя

Динамическая характеристика усилителя линейна в диапазоне мощности входного сигнала до -10 дБм, при дальнейшем увеличении мощности входного сигнала усилитель входит в режим насыщения – мощность выходного сигнала остаётся постоянной. Полученная динамическая характеристика и результаты определения коэффициента компрессии приведены на рис. 81. Для этого в окне просмотра данных с помощью компоненты Eqn формируются уравнения определения идеальной динамической характеристики (переменная linear) с использованием аппарата встроенных функций. Ручным способом на идеальную и реальную зависимости наносятся маркеры m1 и m2 (опция Marker) и перемещаются параллельно по ним до тех пор, пока разность значений между ними (переменная Compression) не станет равной 1 дБ. Из рис. 81 следует, что коэффициент передачи снижается на 1 дБ при уровне входного сигнала –7 дБм

Рис. 81 Динамическая характеристика усилителя на входной частоте 2,435 ГГц и расчет коэффициента компрессии

Третий шаг – определение интермодуляционных искажений третьего порядка (параметр TOI). Для этого задание на расчет преобразуется к виду, приведенному на рис. 82. На входе усилителя подключается многочастотный источник мощности Pn_Tone, который определяет два гармонических источника с частотами, смещенными влево и вправо от центральной частоты RF_Freq=2,435 ГГц на величину Fspace/2=500 МГц мощностью Pow_RF=-40 дБм каждый. В контроллере метода гармонического баланса HB в качестве базовых устанавливаются имена переменных, определяющих две входные частоты. Порядок учитываемых комбинаций задается равным 3 и включается опция метода Крылова.

Рис. 82 Задание на проведение расчета интермодуляционных искажений усилителя.

 

Таким образом, на вход усилителя подаются сигналы с частотами F1 = 2,4345 ГГц и F2 = 2,4355 ГГц. В результате в окне просмотра выходных результатов при выводе параметра dBm(vout) можно получить полный спектр мощности выходного сигнала. Далее с помощью опции Plot Options oкна Plot Traces & Attributes частотный диапазон выводимого спектра (ось X) ограничивается значениями 2,43 и 2,44 ГГц для более комфортного просмотра требуемых для расчета комбинаций (рис. 83). Далее необходимо установить маркеры на комбинациях F2 и 2*F2-F1 и сформировать уравнение TOI=1,5*m1 - 0,5*m2, которое определяет значение TOI, равным 24,3 дБ.

Рис. 83 Определение коэффициента интермодуляции по результатам спектрального анализа

 

Зависимости интермодуляционных составляющих 1-го и 3-го порядков на выходе усилителя от мощности входного сигнала представлены на рис. 84. Для получения этих характеристик необходимо переменную входной мощности Pow_RF определить как варьируемую в контроллере HB c диапазоном изменения от –50 до +10 дБм. В окне вывода необходимо определить два уравнения для расчета мощностей комбинаций первого и третьего порядков соответственно pout1=dbm(vout[4]) и pout3=dbm(vout[6]). Индексы “4” и “6”, определяющие номер комбинационной частоты можно получить после вывода параметра Mix в виде таблицы.

Рис. 84 Зависимость интермодуляционных составляющих от мощности входного сигнала

 

Этап проектирования конструкции печатной платы

 

В результате выполнения предыдущих этапов был рассчитан идеальный вариант принципиальной схемы, не учитывающий влияние параметров реальной конструкции. Физический проект можно получить, воспользовавшись одним из двух вариантов:1) провести коррекцию элементов схемы и командой Generate/Update Layout в автоматическом режиме получить физический проект; 2) opиентируясь на принципиальную схему, сформировать файл трассировки, вручную разместив элементы конструкции в топологическом редакторе Layout. Недостаток первого подхода заключается в том, что при автоматической генерации файла трассировки, особенно больших по объему схем, трудно спрогнозировать желаемое размещение компонент на плате, что бывает достаточно важно для СВЧ-устройств. Поэтому очень много времени занимает процесс доработки полученного физического проекта в топологическом редакторе. В данном случае первоначальный вариант конструкции был получен в редакторе Layout. При этом были выбраны следующие элементы дискретных пассивных компонент фирм-производителей:

- резисторы: (Beckman Industrial BCR Series, 1-10 Case, D Tolerance, ±0,5%)

R1 = 6,19 кОм, R2 = 1,21 кОм, R3 = 5,62 кОм, R4 = 1,21 кОм;

- емкости: (ATC 100 Series, CDR11 Case, B Tolerance, ±0,1%)

C1= 1 пФ, С2 = С3 = С6 =3,9 пФ, С5 = 3 пФ, С8 = 6,8 пФ,

(MuRata Erie GRM Series, 39 Case) C4 = С7 = 6898.83 пФ.

В процессе разработки конструкции усилителя были внесены некоторые изменения в исходную принципиальную схему, изображенную на рис. 85. В качестве входной, выходной и питающей линии были использованы отрезки 50-омной МПЛ (TL1, TL51, TL44). Элементы развязки в коллекторной цепи транзисторов реализованы в виде более компактных змеевидных структур с использованием компонент плавного изгиба МПЛ на различный угол (Mcurve). Для организации подключения цепей подачи смещения были использованы отрезки 100- омной МПЛ (W= 0,3 мм), для компенсации их влияния в питающие тракты подключены емкости С3=С6= 3,9 пФ. И, наконец, для соединения и размещения элементов схемы используются различные отрезки МПЛ, а также компоненты нерегулярностей (Mtee, Mcross, Mcorn).

Рис. 85 Конструкция усилителя, полученная в редакторе топологий

 

После получения топологии усилителя необходимо определить, как изменились его характеристики ввиду ряда естественных и неизбежных причин (влияние дополнительных компонент МПЛ и их нерегулярностей, паразитных параметров эквивалентных схем корпусов SMT- сосредоточенных элементов и.т.п.). Для этого нужно выполнить следующие действия:

1. С помощью команды Schematic>Generate/Update Schematic получить принципиальную схему усилителя, соответствующую реальной конструкции устройства. После этого активизировать схемный редактор Schematic и, при необходимости, изменить размещение элементов схемы для более комфортного восприятия полученной принципиальной схемы.

2. Подключить внешние источники по постоянному или переменному току либо установить компоненты портов на входе и выходе.

3. Установить компоненту подложки МПЛ (Msub) и определить ее параметры.

4. Установить контроллер анализа устройства и необходимые переменные в блоке Var.

5.

При формировании топологии устройства размеры контактных площадок для сосредоточенных пассивных элементов принимались по умолчанию равными W=0,25 мм и L=0,63 мм. Если есть необходимость их изменить в дальнейшем в физическом проекте или ввести индивидуальные параметры для отдельных групп элементов, то в схемном редакторе нужно разместить SMT_Pad – компоненту и присвоить ее параметрам требуемые значения. После этого командой Layout>Generate/Update Layout cкорректировать физический проект.

Полученный из физического проекта вариант принципиальной схемы усилителя, ориентированный на расчет S-параметров в малосигнальном режиме, приведен на рис. 86.

 

Рис. 86 Схема усилителя, полученная из физического представления

 

В результате анализа окончательного варианта устройства, топология и схема которого изображены соответственно на рис. 85 – 86, были получены частотные характеристики, приведенные на рис. 87. По аналогии с проектом, изображенным на рис. 82, был рассчитан коэффициент интермодуляционных искажений TOI (рис. 88) в режиме большого сигнала.

 

Рис. 87 Частотные характеристики в малосигнальном режиме

 

Рис. 88 Интермодуляционные характеристики окончательного варианта усилителя

 

Сравнивая результаты расчета, приведенные на рис. 77 и 87, 83 и 88, можно сделать следующий вывод: неравномерность характеристик в широком диапазоне реального усилителя стала хуже ввиду нарушения условий согласования, полученных на предварительных этапах проектирования, но в требуемой полосе частот (2,4 – 2,47 ГГц) она осталась на приемлимом уровне. В то же время коэффициент передачи вырос почти на 2 дБ, улучшились условия согласования по входу на 6 дБ, более чем на 2 дБ возросло значение ТОI. Конечные параметры спроектированного усилителя следующие:

- коэффициент передачи не хуже 22,4 дБ;

- коэффициент отражения по входу не выше -8 дБ;

- коэффициент отражения по выходу не выше –6,1 дБ;

- коэффициент шума не более 2,85 дБ;

- значение TOI – 26,8 дБ;

- входная мощность в точке компрессии (по уровню 1 дБ) – не менее –7,5 дБм.