В настоящее время широко применяются усилители с двухтактным бестрансформаторным оконечным каскадом и последовательным питанием транзисторов по постоянному току. Вследствие симметрии двухтактных схем и возможности поочерёдной работы плеч, они могут работать в энергетически более выгодных режимах класса В и АВ. При этом удаётся существенно повысить к. п. д. и отдаваемую мощность при сравнительно небольшом уровне нелинейных искажений.
Наиболее целесообразен для двухтактных усилителей режим класса АВ. Особенностью режима класса АВ является зависимость среднего значения токов баз и коллекторов от уровня подводимых сигналов. Изменение средних токов в зависимости от амплитуды сигналов является препятствием для осуществления температурной стабилизации режима. Поэтому обычные схемы стабилизации оказываются непригодными.
Указанное в техническом задании значение выходного напряжения и сопротивление нагрузки позволяют определить необходимую мощность в нагрузке. Примерно оценивая значение выходной мощности, приходим к выводу, в выходном каскаде в качестве оконечных транзисторов целесообразно использовать транзисторы разной полярности, благо при малых мощностях такую комплементарную пару подобрать не сложно.
Работа предоконечного каскада существенно влияет на качественные показатели оконечного усилителя. Это обусловлено, прежде всего, тем, что цепи возбуждения мощных транзисторов являются низкоомными и потребляют значительную мощность возбуждающих колебаний. Для обеспечения работы транзисторов предоконочного каскада в режиме АВ на их базы приходится подавать небольшое начальное смещение.
Оконечные каскады питаются обычно от двух источников напряжения, что часто неудобно. Так как в симметричной двутактной схеме ток в цепи нагрузки не содержит постоянной составляющей, последовательно с нагрузкой можно включить разделительный конденсатор Сp и заменить два источника питания одним с удвоенным напряжением. Так как по техническому заданию необходимо спроектировать устройство с одним источником питания, то используем схему с несимметричным питанием.
На основании выше сказанного можно составить принципиальную электрическую схему оконечного усилителя мощности (рис. 2).
Рис. 2
Данная схема является комплементарной схемой на составных транзисторах с несимметричным источником питания. Транзисторы VT1, VT3 и VT2, VT4 образуют составные транзисторы включённые по схеме с общим коллектором. Составные транзисторы используются с целью увеличения коэффициента усиления по току и входного сопротивления всего каскада. Резисторы R1 и R2 задают необходимую величину тока покоя предоконечных транзисторов. Резисторы R3 и R4 стабилизируют работу плеч каскада и создают в нем отрицательную обратную связь.
Разделительный конденсатор Сp защищает сопротивление нагрузки от тока короткого замыкания в случае пробоя транзисторов.
Расчет элементов схемы.
Найдём мощность, развиваемую в нагрузке:
Коэффициент использования питающего напряжения:
Для выбора оконечных транзисторов найдем максимальную амплитуду коллекторного напряжения
и амплитуду коллекторного тока:
Максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе одного транзистора в режиме B, равна
Предельная частота оконечных транзисторов должна быть не менее следующей:
По рассчитанным данным Iкm, Uкэmax, Pк max, fh21э выберем оконечные транзисторы VT3, VT4. В качестве транзистора VT3 выберем транзистор ГТ404Б, а в качестве VT4 комплементарный предыдущему—ГТ402Б. Характеристики данных транзисторов приведены в приложении.
Для построения нагрузочной прямой вычислим Uкэ и Iк
По характеристикам определили, что:
Определим фактически отдаваемую оконечными транзисторами мощность:
Таким образом, видно, что в нагрузке обеспечивается необходимое значение мощности.
По выходным характеристикам (рис.3) определим ток базы: Iбm = 7.44 мА, а по входным напряжение на базе Uбэm = 330 мВ.
Расчетное значение статического коэффициента усиления по току транзистора:
Расчетное значение амплитуды базового тока:
Теперь выберем предоконечные транзисторы VT1 и VT2 и сделаем расчёт их режимов работы.
Амплитуда переменной составляющей тока коллектора предоконечного транзистора:
Ток покоя лучше задавать только в предоконечных транзисторах, обеспечивая падение напряжения на резисторах R3 и R4 порядка 0.4 В. Для того, чтобы получить достаточно низкий уровень переходных искажений, выбираем наименьшую допустимую величину тока покоя:
Тогда сопротивление резисторов R3 и R4 будут равны
Зададим значения резисторов R3=R4=330 Oм.
Уточним амплитуду коллекторного тока предоконечных транзисторов
Максимальная мощность рассеяния на предоконечных транзисторах:
Выберем предоконечные транзисторы p-n-p ТМ2А и n-p-n ТМ3А.
Параметры данных транзисторов приведены в приложении.
Статический коэффициент усиления по току:
Рассчитаем токи базовой цепи
По входным характеристикам для транзистора VT1 (рис.5) определяем величину U’бэm=0,11В, а для транзисторов VT1 и VT2 соответственно величины U’бэ01 = 0,11 В и U’бэ02 = 0,11 В. Найдём напряжение смещения между базами транзисторов VT1 и VT2:
Uсм = U’бэ01 + U’бэ02 + UR1+UR2 = 0,11+0,11+ 0,4+0,4 = 1,02 В.
Напряжение смещения обеспечивается термостабилизирующими элементами, например диодами. Для того чтобы при максимальном входном сигнале диоды не запирались, выбираем ток смещения:
Выберем диод Д2И. По статическим характеристикам диода найдём соответствующее току Iсм напряжение на диоде. Uд = 0,5 В
Необходимое число диодов 2 штуки.
Расчет номиналов резисторов R1 и R2:
Зададим значения резисторов R1=R2=5.1 кОм
Расчет нелинейных искажений.
Для определения нелинейных искажений оконечного каскада необходимо построить сквозную динамическую характеристику, устанавливающую зависимость тока Iк в нагрузке Rн от входного напряжения каскада Uвх, т. е. Iк = f(Uвх). С учётом присущей эмиттерному повторителю обратной связи входное напряжение
Uвх=U’бэ+Uбэ+Iк*Rн.
По входной характеристике предоконечных находим U’бэ.
Для построения сквозной характеристики одного плеча достаточно трёх точек.
1-ая точка:
Iк = Iкm = 0.707 А
Uвхmax = U’бэm + Uбэm + Uнm =0,25+0,33+5,66 = 6,24 В
2-ая точка:
0,5*Iкm = 0,5*0,707 =0,354 м А
Iб = Iк/h21э = 0,354/95 = 3,73 мА
рассчитаем токи предоконечного транзистора:
I’к = Iб + Uбэ /R3 = 3,73+ 260/357 = 4,46 мА,
I’б = I’к /h’21э = 4,46/31 = 144 мкА.
U’бэ = 0,17 В,
определяем значение Uвх
Uвх = U’бэm + Uбэm + Iк*Rн = 0,18 + 0,26+ 2,83 = 3,27 В.
3-я точка:
Iк=Iок=0, Iб=0, Uбэ=0,13
I’к = Iб + Uбэ /R3 = 0 + 0,13/357 = 0,364 мА,
I’б = I’к /h’21э = 0,364/31 = 0,012 мА,
U’бэ = 0,07 В,
Uвхmin = U’бэm + Uбэm + Iк*Rн = 0,07+0,13= 0,2 В
По трем точкам строим сквозную характеристику для одного плеча.
Значения токов Iкm, Iк1, Iок с учётом асимметрии плеч являются исходными для определения сквозной динамической характеристики. Если параметры оконечных транзисторов отличаются не более чем на 15…20%, то при определении сквозной динамической характеристики коэффициент асимметрии b = 0,15…0,2. Возьмем b = 0,15
Применим метод пяти ординат.
Imax = Iкm*(1+b) = 0,707*(1+0.15) = 0,813 А,
I0 = Iок*(1+b) - Iок*(1+b) = 2*b*Iок = 0 А,
I1 = Iк1*(1+b) = 0,354*(1+0.15) = 0,407 А,
I2 = -Iк1*(1-b) = -0,354*(1-0.15) = -0,3 А,
Imin = -Iкm*(1-b) = -0,707*(1-0.15) = -0,6 А.
Метод пяти ординат основан на разложении искажённой кривой тока в ряд Фурье при его ограничении членом, соответствующий 4-й гармонике. При этом сопротивление цепи, в которой протекает рассматриваемый ток, предполагается чисто активным, в результате чего начальные фазы гармоник оказываются равными 0 или 
. Средние значения тока и амплитуды токов гармоник получаются из следующих выражений:
Iср = (Imax+Imin+2*(I1+I2))/6 = (0,813-0,6+2*(0,407-0,3))/6 = 0,0712 А,
I1m = (Imax-Imin+I1-I2)/3 = (0,813+0,6+0,407+0,3)/3 = 0,707 А,
I2m = (Imax+Imin-2*I0)/4 = (0,813-0,6)/4 = 0,0533 А,
I3m = (Imax-Imin-2*(I1-I2))/6 = (0,813+0,6-2*(0,407+0,3))/6 = -0,167 мА,
I4m = (Imax+Imin-4*(I1+I2)+6*I0)/12 = (0,813-0,6-4*(0,407-0,3)+6*0)/12 = -0,0179 А.
Проверим правильность расчёта разложения
Iср+I1m+I2m+I3m+I4m=Imax
0,0712 + 0,707+ 0,0533 – 0,167*10^-3 - 0,0179 = 0,813 А = Imax.
Значит разложение верно.
Коэффициент гармонических нелинейных искажений каскада определяется по следующей формуле
d2, d3, d4 - .
d2 = I2m/I1m = 0,0533/0,707 = 0,0754,
d3 = I3m/I1m = 0/0,707=0,
d4 = I4m/I1m = -0,0179/0,707 = -0,0253,
Как видно, 
. Необходимо принять меры по снижению коэффициента гармоник. Для этого применим ООС, охватывающую оконечный промежуточный усилители. Для обеспечения заданного коэффициента гармоник определим необходимую глубину обратной связи:
Коэффициент передачи петли ОС:
где Ко- исходный коэффициент передачи по напряжению каскадов, охваченных ОС. Поскольку для оконечного каскада 
, то величина K определяется промежуточными каскадами.