Генерирование и преобразование сигналов в радиоэлектронике и системах связи
Информация в системах связи передается с помощью электрических сигналов. Для создания сигналов используются устройства, которые называются генераторами. Сигналы в радиотехнических системах подвергаются следующим основным преобразованиям: модуляции; восстановлению формы; ограничению; масштабированию; фильтрации; усилению.
Принцип построения генераторов электрических сигналов
Структурная схема процесса генерирования электрических колебаний представлена на рис. 3.1.
Рис. 3.1. Структурная схема генератора сигнала
Усилитель (блок У), охваченный цепью положительной обратной связи (блок ЦОС), может генерировать электрические колебания (являться автогенератором), если выполняются два условия: произведение коэффициентов усиления усилителя и передачи напряжения ЦОС равно единице; суммарный фазовый сдвиг сигнала в усилительном тракте и ЦОС равен нулю. Данные условия принято называть балансом амплитуд и балансом фаз.
Коэффициент передачи напряжения ЦОС может зависеть от частоты сигнала, рис. 3.2.
Рис. 3.2. Зависимость коэффициента передачи напряжения ЦОС от частоты сигнала
Как видно из графика, рис. 3.2, на частоте сигнала, отмеченной как единица, выходной сигнал цепи обратной связи имеет максимальное значение. При увеличении или уменьшении частоты коэффициент передачи напряжения уменьшается.
Пример зависимости фазового сдвига сигнала в ЦОС показан на рис. 3.3. Из рис. 3.3 видно, что на определенной частоте, обозначенной как единица, фазовый сдвиг сигнала равен нулю.
Рис. 3.3 Фазовый сдвиг сигнала в цепи обратной связи
Из рис. 3.3 видно, что на определенной частоте, обозначенной как единица, фазовый сдвиг сигнала равен нулю. При увеличении частоты фазовый сдвиг имеет отрицательные значения, при уменьшении – положительные значения.
При сопоставлении рис. 3.2 и 3.3 можно заметить, что автоколебания в рассматриваемой системе возможны на частоте, условно обозначенной как единица. При этом значение коэффициента усиления усилителя по напряжению должно быть не менее примерно четырех единиц.
На рис. 3.4 приведена схема генератора на биполярном транзисторе, содержащая колебательный контур (С1, L1).
Рис. 3.4. Генератор на биполярном транзисторе
Частота колебаний может изменяться при изменении как емкости конденсатора C1, так и при изменении индуктивности L1. Частотная характеристика колебательного контура имеет ярко выраженный пик на частоте резонанса, рис. 3.5.
Рис. 3.5. Частотная характеристика колебательного контура
Добротность колебательного контура связана с его полосой пропускания Δf. Чем уже полоса пропускания, тем выше добротность контура. К уменьшению добротности может привести, например, появление шунтирующей резистивной ветви, рис. 3.6.
Рис. 3.6. К понятию добротности колебательного контура
Характеристика 1, рис. 3.6, соответствует колебательному контуру, не содержащему параллельных резистивных ветвей. Кривая 2 демонстрирует изменение АЧХ резонансной системы при ее шунтировании резистивной цепью.
Резонансное свойство колебательного контура демонстрирует рис. 3.7.
Рис. 3.7. Колебательный контур, настроенный на частоту резонанса 3,3 кГц
К колебательному контуру, настроенному на частоту резонанса 3,3 кГц, подключен источник прямоугольных импульсов, генерируемых с частотой 1 кГц. Выходным сигналом контура являются гармонические колебания на частоте 3,3 кГц.
Гармонические колебания на той же самой частоте в рассматриваемой схеме можно возбудить простым однократным подключением к ней источника постоянного напряжения, например батарейки. Но так как после подключения энергии внешнего источника колебательный контур остается без какой-либо подпитки, то колебания будут иметь затухающий характер (амплитуда колебаний уменьшается с течением времени).
Незатухающие колебания с частотой f0 осуществляются за счет периодической подпитки колебательного контура электрической энергией источника питания схемы. В качестве «дозатора» энергии для контура выступает биполярный транзистор, рис. 3.4.
Частота колебаний подобных генераторов может изменяться под действием различных дестабилизирующих факторов. Обычно при этом имеют в виду, в первую очередь, температуру. Для получения более стабильного значения частоты колебаний в генераторах типа, рис. 3.4, могут использоваться кварцевые резонаторы, рис. 3.8.
Рис. 3.8. Кварцевые резонаторы
Использование кварцевого резонатора позволяет получить значительно более стабильное значение частоты колебаний генератора. Пример схемы генератора с кварцевым резонатором показан на рис. 3.9.
Рис. 3.9. Генератор на биполярном транзисторе с кварцевым резонатором
Колебательный контур генератора, рис. 3.9, образован конденсатором С1 и катушкой индуктивности L1. Резисторы R1 и R2 образуют делитель напряжения смещения биполярного транзистора. Как уже было сказано, частота колебаний генераторов с резонансным контуром определяется емкостью и индуктивностью реактивных элементов, образующих данный контур. В ряде резонансных схем можно встретить последовательное включение конденсатора с катушкой индуктивности, рис. 3.10.
Рис. 3.10. Включение дополнительного конденсатора в колебательный контур
Включение дополнительного конденсатора С1 изменяет величину реактивного сопротивления индуктивной ветви. Так результирующее сопротивление индуктивной ветви уменьшается на величину реактивного сопротивления конденсатора: ХLрез=XL-XC. При этом обязательно должно выполняться условие: реактивное сопротивление конденсатора должно быть меньше соответствующего сопротивления катушки индуктивности.
Реактивное сопротивление катушки индуктивности определяется как: XL=2πfL, где f–частота сигнала, L–индуктивность катушки. Реактивное сопротивление конденсатора: ХС=1/(2πfС), где С– емкость конденсатора.
Включение дополнительного конденсатора в колебательный контур может быть с целью возможности использования в нем катушки с большим значением индуктивности в связи с трудностью изготовления катушек с очень малым значением индуктивности.
С другой стороны, емкость дополнительного конденсатора может легко изменяться под действием управляющего электрического сигнала как, например, при использовании варикапа или вариконда. Благодаря этому частотой колебаний генератора можно управлять с помощью внешнего напряжения, то есть в нашем распоряжении оказывается ГУН (генератор, управляемый напряжением). В системах связи генераторы, управляемые напряжением используются для частотной модуляции информационных сигналов.
3.2.2. Варикапы и вариконды
Рассмотрим p-n-переход полупроводникового диода, рис. 3.11.
Рис. 3.11. Полупроводниковый p-n-переход
На границе раздела p и n областей образуется особая непроводящая область, обедненная носителями заряда шириной L, что позволяет использовать p-n-переход как конденсатор. Обкладками конденсатора являются p и n области диода, область, обедненная носителями заряда, аналогична диэлектрику – разделителю обкладок.
Как известно, емкость плоского конденсатора С=(ζ0.ζ.S)/R, где ζ0 –диэлектрическая постоянная, ζ– диэлектрическая проницаемость диэлектрика, S-площадь пластин (обкладок), R–расстояние между обкладками. Если приложить к p-n-переходу обратное напряжение (минус на аноде, плюс на катоде), величина L увеличивается. Чем больше L (R в формуле для емкости конденсатора), тем меньше емкость p-n-перехода. Изменением величины обратного напряжения можно управлять емкостью p-n-перехода. Под S в формуле для емкости конденсатора понимается площадь p-n-перехода.
Начальные значения емкости варикапов различны. Как правило это величины от десятков до сотен пикофарад. Пример зависимости емкости варикапа от величины обратного напряжения приведен на рис. 3.12.
Рис. 3.12. Зависимость емкости варикапа КВ105 от величины обратного напряжения
Как видно из рис. 3.12, изменение обратного напряжения на варикапе КВ105 в диапазоне от одного вольта до двадцати вольт приводит к изменению емкости p-n-перехода от 800 до 200 пФ. Обычно обратное напряжение на варикапах достигает величины 20…30 В. Более высокие значения обратных напряжений применяются не так часто.
Другим элементом, предоставляющим возможность изменения своей емкости под действием управляющего напряжения, является конденсатор с особым видом диэлектрика – вариконд. В качестве диэлектриков в варикондах используются сегнетоэлектрики, например, титанат бария. Отличительной чертой сегнетоэлектриков является ярко выраженная зависимость их диэлектрической проницаемости ζ от приложенного к обкладкам конденсатора напряжения. В отличие от варикапов, вариконды имеют значительно большее значение емкости.
Пример включения варикапа или вариконда в колебательный контур показан на рис. 3.13.
Рис. 3.13.Пример включения конденсатора с изменяемым под действием внешнего напряжения значением емкости в колебательный контур
Конденсатором С2 на схеме, рис. 3.13, представлен варикап или вариконд. Значение емкости С2 задается внешним управляющим напряжением, создаваемым источником V1. При изменении напряжения V1 изменяется емкость конденсатора С2, а следовательно, и частота резонанса контура, которая определяется по формуле:
f0= 
(3.1)
В выражении (3.1) под L и С понимаются результирующие значения емкости и индуктивности контура. Например, на рис. 3.13 представлен колебательный контур, в котором результирующее значение емкости формируется как последовательное соединение емкостей С1 и С2. Аналогичным образом определяется результирующая индуктивность контура, табл. 3.1.
Таблица 3.1
Результирующая индуктивность колебательного контура
| Схема включения | Результирующая индуктивность |
| L=L1+L2 |
| L=L1-L2 |
Различают согласное и встречное включение катушек индуктивности. У катушки индуктивности принято выделять начало и конец обмотки (условно обозначаемые как плюс и минус). В случае, если индуктивности соединяются разноименными полюсами (согласное включение), то результирующая индуктивность равна сумме индуктивностей. В противоположном случае (встречное включение) индуктивности вычитаются.
Для того чтобы не происходило шунтирование конденсатора С2 внутренним сопротивлением источника управляющего напряжения в схеме, рис. 3.13, установлен дополнительный резистор R1. Сопротивление дополнительного резистора должно быть достаточно большим. Выполнение данного условия не встречает затруднений в силу того, что ни варикап, ни вариконд практически не потребляют ток по цепи управления.
3.2.3. Релаксационный генератор на операционном усилителе
Релаксационный генератор (автоколебательный мультивибратор) – это генератор прямоугольных импульсов. Схема генератора представлена на рис. 3.14.
Рис. 3.14. Принципиальная электрическая схема автоколебательного мультивибратора
На резисторах R2 и R3 выполнен делитель выходного напряжения операционного усилителя, к выходу которого подсоединен не инвертирующий вход усилителя. В процессе работы генератора выходное напряжение усилителя может принимать только два значения: положительное напряжение насыщения (+Uнас) и отрицательное значение напряжения (-Uнас). Величина напряжения насыщения в большей степени определяется напряжением источника питания, в меньшей – типом операционного усилителя. Так, в зависимости от типа усилителя напряжение насыщения может быть меньше напряжения источника питания на 0,6…3,0 В.
Полярность выходного напряжения операционного усилителя (+Uнас или -Uнас) зависит от знака дифференциального напряжения: Uдиф=U+-U-, где U+ и U- – напряжения на не инвертирующем и инвертирующем входах операционного усилителя соответственно.
При выходном напряжении операционного усилителя равным (+Uнас) к не инвертирующему входу усилителя приложено напряжение Uпв=R3.(+Uнас)/(R2+R3). Когда выходное напряжение усилителя равно (-Uнас), напряжение не инвертирующего входа усилителя равно Uпн=R3. (-Uнас) /(R2+R3). К инвертирующему входу операционного усилителя приложено напряжение, снимаемое с конденсатора С1.
Работу генератора начнем рассматривать с момента времени, когда выходное напряжение усилителя переключилось в (+Uнас), рис. 3.15.
Рис. 3.15. Временная диаграмма работы генератора
В этот момент времени напряжение на конденсаторе, а следовательно, и на инвертирующем входе усилителя равно Uпн. Напряжение не инвертирующего входа равно Uпв. Конденсатор С1 начинает перезаряжаться от напряжения Uпн до напряжения Uпв. Пока напряжение на конденсаторе не достигло значения Uпв, дифференциальное напряжение усилителя положительно, что и обусловливает поддержание выходного напряжения усилителя на уровне (+Uнас). Когда напряжение на конденсаторе достигнет значения Uпв, дифференциальное напряжение усилителя сменит знак (станет меньше нуля) и выходное напряжение операционного усилителя переключится в (-Uнас). С этого момента времени конденсатор начнет перезаряд от напряжения Uпв до Uпн.
Как следует из принципа действия генератора, частота его колебаний будет зависеть от: значений пороговых напряжений Uпв и Uпн; сопротивления резистора R1; емкости конденсатора С1. Частота колебаний увеличивается при уменьшении значений всех трех рассматриваемых параметров и, напротив, уменьшается при увеличении: емкости конденсатора С1, сопротивления резистора R1 и значений пороговых напряжений.
На процесс формирования выходного сигнала генератора накладывается ограничение по частоте и амплитуде выходного сигнала, обусловленное конечным значением скорости нарастания выходного напряжения операционного усилителя. В том случае, если режим работы генератора требует большего значения скорости нарастания выходного напряжения, чем это имеет место для конкретного усилителя, выходной сигнал искажается. Чем больше частота и амплитуда выходного сигнала генератора, тем большая скорость нарастания требуется для данного режима.
На рис. 3.16 показан вариант генератора с операционным усилителем LM343, работающий в режиме недостатка скорости нарастания усилителя.
Рис. 3.16. Релаксационный генератор на ОУ LM343, работающий в режиме недостатка скорости нарастания выходного напряжения
Выходной сигнал генератора в данном режиме, рис. 3.17, искажается и заметно отличается от идеального, рис. 3.15.
Рис. 3.17. Искажения выходного сигнала генератора, обусловленные скоростью нарастания выходного сигнала
Выходной сигнал генератора при понижении частоты сигнала (сопротивление резистора R1 увеличено с одного до пяти килоом) становится прямоугольным, рис. 3.18.
Рис. 3.18. Восстановление формы сигнала при уменьшении частоты генерации
Так как скорости нарастания выходного напряжения у различных операционных усилителей отличаются, то при построении конкретного генератора с заданными характеристиками следует обращать внимание на данный параметр рассматриваемых микросхем.
3.2.4. Восстановление формы сигнала
При передаче сигналов по линиям связи происходит их искажение. Эквивалентная схема канала связи может рассматриваться как четырехполюсник, содержащий активные и реактивные паразитные компоненты, рис. 3.19.
Рис. 3.19. Эквивалентная схема канала передачи электрических сигналов
При прохождении сигналов по линиям связи они претерпевают изменение своих амплитуды и формы. Пример искажения сигнала в канале передачи информации показан на рис. 3.20.
Рис. 3.20. Пример искажения сигнала в линии связи
Как видно из рис. 3.20, форма прямоугольных импульсов на выходе линии связи сильно искажена, причем на некоторых участках наблюдается даже изменение полярности сигнала.
Для восстановления формы сигнала могут применяться компараторы, выполненные как по схемам без обратной связи, так и по схемам с положительной обратной связью.
Если сигнал искажен только по форме, восстановление его формы может быть осуществлено простым компаратором без обратной связи. На рис. 3.21 приведена схема компаратора без обратной связи, выполненного на операционном усилителе.
Рис. 3.21. Схема компаратора без обратной связи
Инвертирующий вход операционного усилителя заземлен, и его потенциал равен нулю. На не инвертирующий вход усилителя подается сигнал, форма которого подлежит восстановлению. Если полярность входного сигнала положительная, дифференциальное напряжение усилителя больше нуля, и его выходное напряжение равно (+Uнас). В случае отрицательного входного напряжения дифференциальное напряжение меньше нуля, и на выходе операционного усилителя формируется напряжение (-Uнас).
Временные диаграммы, иллюстрирующие работу компаратора приведены на рис 3.22.
Рис. 3.22. Временная диаграмма, поясняющая работу компаратора без обратной связи
В качестве входного («восстанавливаемого») сигнала компаратора использован гармонический сигнал. Как видно из рис. 3.22, при отрицательной полярности входного сигнала на выходе компаратора формируется прямоугольный импульс той же полярности. Аналогично, в случае положительной полярности входного сигнала компаратор формирует прямоугольный импульс аналогичной полярности. Заметим, что полярность выходного сигнала компаратора зависит только от полярности входного сигнала и не зависит от его амплитуды. Таким образом, компаратор, рис. 3.21, способен восстанавливать форму сигнала, которая изначально соответствовала прямоугольным импульсам, при этом исходный сигнал может быть искажен только по форме, но не по полярности.
При использовании операционного усилителя для восстановления искаженной формы сигнала также следует учитывать ограничение по скорости нарастания его выходного напряжения аналогично тому, как это было в случае релаксационного генератора, рис. 3.17.
Имитацию случая входного сигнала, искаженного не только по форме, но и по полярности при использовании компаратора, рис. 3.21, иллюстрирует рис. 3.23.
Рис. 3.23. Имитация входного сигнала искаженного по форме и по полярности
Источник гармонического сигнала V3 задает искажение сигнала по форме, источник V4 – искажение сигнала по полярности. В результате на не инвертирующий вход операционного усилителя подается сложный сигнал (верхняя временная диаграмма на рис. 3.24).
Рис. 3.24. Временные диаграммы работы компаратора без обратной связи в случае искажения входного сигнала по форме и по полярности
На нижней диаграмме представлен выходной сигнал компаратора. Нетрудно заметить, что в моменты времени, когда входной сигнал изменяет полярность (околонулевые значения сигнала), на выходе компаратора формируются последовательности прямоугольных импульсов. Очевидно, что данный «дребезг» выходного напряжения исключает возможность восстановления формы исходного сигнала с помощью схемы, рис. 3.21.
В случае искажения сигнала как по форме, так и по полярности применяется компаратор с положительной обратной связью, рис. 3.25.
Рис. 3.25. Компаратор с положительной обратной связью
В схеме, рис. 3.25, входное напряжение сравнивается с пороговым напряжением, формирующимся на резисторе R4. Благодаря наличию порогового напряжения компаратор формирует некоторую зону гистерезиса, которая препятствует ложным переключениям схемы и «дребезгу» выходного напряжения, рис. 3.26.
Рис. 3.26. Временная диаграмма работы компаратора с положительной обратной связью
Входной сигнал компаратора (верхняя диаграмма) является имитацией искажения сигнала на выходе линии его передачи как по форме, так и по полярности. Выходной сигнал компаратора (нижняя диаграмма) полностью совпадает по форме и по полярности с сигналом на входе линии передачи.
Величина пороговых напряжений компаратора, рис. 3.25, задается соотношением сопротивлений резисторов R3 и R4 аналогично тому, как это рассматривалось выше в случае с релаксационным генератором, рис. 3.16.
3.2.5. Ограничение уровня напряжения электрического сигнала
В ряде случаев при разработке и согласовании аппаратного обеспечения систем связи приходится решать задачу ограничения уровня электрического сигнала. Например, для восстановления формы сигнала используется компаратор на операционном усилителе и при этом его выходной сигнал представляет собой последовательность прямоугольных импульсов напряжением ±10,5В. Нагрузкой компаратора должен быть цифровой функциональный узел обработки сигнала, выполненный на ИМС ТТЛ-логики. Величина допустимого напряжения на входах ИСМ данного типа не должна превышать 5 В. Таким образом при передаче сигнала от компаратора к блоку ТТД-логики требуется некоторый посредник, блок согласования, рис. 3.27.
Рис. 3.27. Согласование компаратора и функционального блока цифровой обработки сигнала, построенного на ИМС ТТЛ-логики
Задача блока согласования заключается в ограничении уровня напряжения компаратора с ±10,5 В до ± 3,5…5,0 В.
Данная задача может быть решена с помощью достаточно простого ограничителя, выполненного либо на стабилитронах, либо на диодах. Принцип работы пассивного ограничителя, выполненного на стабилитронах или на диодах, заключается в том, что напряжение на выводах таких полупроводниковых приборов не может превышать некоторых предельных значений: напряжения стабилизации стабилитрона или прямого напряжения на диоде. Избыточное напряжение, «отсеченное» полупроводниковым ограничителем, падает на последовательно включенным с ним балластном резисторе.
На рис. 3.28 представлена схема ограничителя однополярного сигнала, выполненного на стабилитроне.
Рис. 3.28. Ограничитель однополярного сигнала на стабилитроне
Если полярность сигнала положительная, для его ограничения может быть использована схема, рис. 3.28. Положительное напряжение сигнала является обратным напряжением для стабилитрона D1. Как известно, величина обратного напряжения на стабилитроне не может превышать значение его напряжения стабилизации. На рис. 3. 29 изображена зависимость выходного напряжения ограничителя Uвых, рис. 3.28, от его входного напряжения Uвх.
Рис. 3.29. Зависимость выходного напряжения ограничителя, рис. 3.28, от напряжения на его входе
Если входное напряжение ограничителя меньше напряжения стабилизации стабилитрона Uст, последний закрыт, и его сопротивление очень велико. Следовательно, Uвых= Uвх. В случае, если входное напряжение больше напряжения стабилизации стабилитрона, стабилитрон открыт и напряжение на нем равно напряжению стабилизации.
График, рис. 3.29, соответствует идеальному стабилитрону с нулевым значением дифференциального сопротивления. Под дифференциальным сопротивлением стабилитрона понимается величина изменения напряжения стабилизации, отнесенная к изменению тока стабилизации, вызвавшему это изменение напряжения стабилизации. Физический смысл данного явления заключается в том, что дифференциальное сопротивление показывает, насколько изменяется напряжение стабилизации стабилитрона при заданном изменении его тока стабилизации. С учетом дифференциального сопротивления стабилитрона зависимость выходного напряжения ограничителя, рис. 3.28, от напряжения на его входе будет иметь вид, рис. 3.30.
Рис. 3.30. Зависимость выходного напряжения ограничителя, рис. 3.28, от напряжения на его входе для идеального и реального стабилитронов
Характеристика 1 соответствует идеальному стабилитрону (дифференциальное сопротивление равно нулю). Так как реальный стабилитрон характеризуется отличным от нуля и положительным дифференциальным сопротивлением, то выходное напряжение увеличивается при росте входного напряжения (характеристика 2).
На рис. 3.31 представлена принципиальная электрическая схема ограничителя двухполярного сигнала.
Рис. 3.31. Двухсторонний ограничитель напряжения сигнала
Ограничитель уровня напряжения сигнала, представленный на рис. 3.31, предназначен для двухстороннего ограничения напряжения сигнала. Пусть входной сигнал имеет положительную полярность. В этом случае на стабилитроне D1 падает прямое напряжение (как и в случае обычного диода). Величина этого напряжения обычно составляет около 0,6 В для кремниевого стабилитрона (диода). На стабилитроне D2 формируется напряжение стабилизации. Напряжение на выходе ограничителя не может превысить сумму напряжений, формируемых на диодах D1 и D2.
На рис. 3.32 приведена схема подключения двухстороннего ограничителя к операционному усилителю (выходной сигнал ±10В) с целью адаптации его выходного сигнала к цифровому устройству, выполненному на ТТЛ-микросхемах.
Рис. 3.32. Подключение двухстороннего ограничителя к операционному усилителю
В схеме ограничителя использованы стабилитроны 1N4729 с напряжением стабилизации 3,6 В. Поэтому на выходе ограничителя формируется сигнал амплитудой около четырех вольт, рис. 3.33.
Рис. 3.33. Временные диаграммы работы двухстороннего ограничителя напряжения.
На верхней диаграмме, рис. 3.33, приведен выходной сигнал операционного усилителя (напряжение около десяти вольт). Выходной сигнал ограничителя (нижняя диаграмма, рис. 3.33) находится на уровне примерно четыре вольта.
Ограничитель напряжения, рис.3.33, является пассивным узлом. Для гальванической развязки такого узла от других блоков обработки сигналов могут потребоваться дополнительные активные блоки, выполненные на транзисторах или ИМС. На рис. 3.34 представлен вариант активного двухстороннего ограничителя напряжения сигнала, аналогичного пассивному ограничителю, рис. 3.31.
Рис. 3.34. Подключение активного двухстороннего ограничителя сигнала
к операционному усилителю
Схема, рис. 3.34, аналогична по назначению и по параметрам схеме, рис. 3.32. Различие между этими схемами заключается в том, что в первом случае использован пассивный ограничитель, во втором случае – активный ограничитель. Другим отличием является то, что операционный усилитель Х2 в схеме, рис. 3.34, инвертирует входной сигнал, и поэтому на выходе ограничителя сигнал имеет противоположную полярность по отношению ко входному сигналу, рис. 3.35.
Рис. 3.35. Инвертирование входного сигнала активным ограничителем, рис. 3.34
Включение операционных усилителей в схемах рис. 3.32 и 3.34 отличается тем, что данные усилители охвачены отрицательной обратной связью (выход усилителя соединен с инвертирующим входом). Режим работы усилителей, рис. 3.32 и 3.34, таков, что их дифференциальные напряжения равны нулю. Поэтому в схеме, рис. 3.34, цепочка из последовательно соединенных стабилитронов D1 и D2 виртуально подключена параллельно нагрузочному резистору R3. В самом деле, один полюс этой цепочки непосредственно (физически) подключен к резистору R3, другой полюс цепочки оказывается виртуально заземленным (как и нижний вывод резистора R3) в силу равенства нулю дифференциального напряжения рассматриваемого операционного усилителя. Таким образом, в схемах ограничителей рис. 3.32 и рис. 3.34 цепочка из последовательно соединенных стабилитронов оказывается подключенной параллельно нагрузке ограничителей с той лишь разницей, что в схеме, рис. 3.32, это физическое соединение, а в схеме, рис. 3.34 – виртуальное.
На рис. 3.36 изображена схема активного ограничителя, в котором вместо стабилитронов используются обычные диоды.
Рис. 3.36. Активный ограничитель напряжения с диодами
Прямое напряжение для диодов составляет около 0,6 В, что снижает порог ограничения напряжения сигнала. Временные диаграммы работы стабилизатора показаны на рис. 3.37.
Рис. 3.37. Временные диаграммы работы активного двухстороннего ограничителя напряжения на диодах
Изменить уровень ограничения напряжения можно включением дополнительных диодов. Так, если последовательно с каждым из диодов D1 и D2 в схеме, рис. 3.36, включить еще по одному дополнительному диоду, то уровень ограничения увеличится в два раза и станет равным примерно 1,2 В.
К выходу ограничителя напряжения подключается нагрузка, которая потребляет ток некоторой величины, что приводит к уменьшению напряжения на выходе ограничителя. Величина потери напряжения зависит от внутреннего (выходного) сопротивления Rвых и от тока, потребляемого нагрузкой Iн: ΔU= Rвых. Iн.
3.2.6. Амплитудная модуляция сигнала
Принцип амплитудной модуляции сигнала показан на рис.3.38.
Рис. 3.38. Амплитудная модуляция сигнала
Генератор порождает гармонический сигнал б (рис. 3.38), так называемый несущий сигнал, или несущую (частоту). Амплитуда несущего сигнала Uн. В случае амплитудной модуляции амплитуда несущей увеличивается или уменьшается под действием модулирующего сигнала а (рис. 3.38). Амплитуда модулирующего сигнала Uс.
Модулирующий сигнал несет полезную информацию, то есть является информационным сигналом. Несущий сигнал является вспомогательным и не несет полезной информации.
Необходимость в амплитудной модуляции возникает, например, при организации беспроводной передачи информации. Полезный информационный сигнал в силу своей низкой частоты не способен эффективно излучаться в окружающее пространство. Чем выше частота излучаемого сигнала, тем эффективнее его распространение. Разные диапазоны частот (длин волн) имеют свои особенности распространения и взаимодействия с препятствиями и с ионосферой, что и учитывается при создании распределенных в пространстве систем связи. Стоит отметить еще одну важную особенность: для излучения электромагнитной волны требуется, чтобы размеры антенны были сопоставимы с длиной излучаемой волны. Чем выше частота колебания, тем меньше длина его волны и, следовательно, антенна может иметь меньшие размеры.
Модулированная несущая в (рис. 3.38) является комбинацией двух сигналов: информационного (модулирующего) и несущей. Меру изменения амплитуды несущей определяет коэффициент (глубина) модуляции: ГМ=(Uс/Uн).100%.
В реальных системах глубина модуляции не должна превышать 100 %. Так на рис. 3.38, а показан сигнал, глубина модуляции которого равна 100 %.
Рис. 3.39. Сигнал, модулированный по амплитуде:
а) глубина модуляции 100%;
б) глубина модуляции более 100%
Если глубина модуляции превышает 100%, (рис. 3.39,б) то есть имеет место перемодуляция, сигнал искажается.
Несущая модулированная по амплитуде состоит из трех гармоник с практически постоянными амплитудами: несущей (частота fс); левого бокового сигнала f1 (нижней боковой частоты): правого бокового сигнала f2 (верней боковой частоты), рис. 3.40.
Рис. 3.40. Частотный спектр сигнала, модулированного по амплитуде
Частоты f1=fс-fмс и f2=fс+fмс определяются несущей частотой fс и частотой модулирующего сигнала fмс. Пусть, например, частоты несущей и модулирующего сигнала равны 500 и 10 кГц соответственно. Тогда, f1=500-10=490 кГц и f2=500+10=510 кГц.
Информационные (модулирующие) сигналы не являются детерминированными, как, например, это было рассмотрено выше с детерминированным гармоническим сигналом с частотой 10 кГц. Так как сам информационный (модулирующий) сигнал имеет в своем составе ряд гармоник, это приводит к образованию двух боковых полос частот (справа и слева от несущей), рис. 3.41.
Рис. 3.41. Боковые полосы, создаваемые гармониками, входящими в состав модулирующего сигнала
Верхней боковой полосой (ВБП), рис. 3.41, является полоса частот, заключенная между наибольшей верхней боковой частотой f2 и наименьшей верхней боковой частотой f4, то есть ВБП=f2-f4.Аналогичным образом определяется нижняя боковая полоса (НБП), рис. 3.41, НБП=f3-f1.
Пусть частота несущей равна 500 кГц, диапазон частот сигнала составляет 400…7500 Гц. Тогда f1=500000-7500=492500 Гц, f2=500000+7500=507500 Гц, f3=500000-400=499600 Гц, f4=500000+400=500400 Гц, ВБП=507500-500400=7100 Гц, НБП=499600-492500=7100 Гц. Очевидно, что ВБП и НБП имеют одну и туже ширину, которая определяется шириной спектра информационного сигнала 7500-400=7100 Гц.
Важным параметром является ширина полосы частот (ШПЧ) в рассматриваемом канале передачи информации, которая простирается от нижней боковой частоты f1 до верхней боковой частоты f2, то есть ШПЧ=f2-f1. Для рассмотренного выше случая ширина полосы частот ШПЧ=507500-492500=15000 Гц. Нетрудно заметить, что ШПЧ равна удвоенному значению максимальной частоты в спектре модулирующего сигнала.
При организации нескольких каналов передачи сигналов, модулированных по амплитуде ШПЧ, может накладывать ограничение на максимально возможное количество таких каналов. Данная проблема может быть решена за счет использования однополосной передачи информации. Выше была рассмотрена двухполосная система (так называемая DSB — система по терминологии, принятой в радиосвязи). Нетрудно заметить, что как левая, так и правая боковые полосы несут одну и ту же информацию. Следовательно, уменьшение ШПЧ вдвое возможно за счет использования однополосной передачи (так называемая SSB — система по терминологии, принятой в радиосвязи).
Одним из вариантов реализации системы амплитудной модуляции является генератор гармонического сигнала (несущей), напряжение питания которого складывается с информационным (модулирующим) сигналом, рис. 3.42.