Усилители выполняют однотактными или двухтактными на балансных транзисторах. Угол отсечки тока в каскадах большой мощности выбирают близким к 90º. Усилители малой мощности, чей КПД не оказывает влияния на энергетические параметры передатчика, работают в классе А. На рис.3 даны два примера схемных решений усилителей на транзисторах. В первом случае (рис.3,а) применен транзистор с высоким усилением. Цепь отрицательной обратной связи С 4 R 1 L 4 снижает усиление до допустимого уровня и расширяет полосу частот с равномерной АЧХ. Напряжение смещения на базе – нулевое. Вторая схема (рис.3,б) работает на более высоких частотах, где усиление в схемах с ОЭ невелико. В дециметровом диапазоне отказываются от сосредоточенных емкостей, заменяя их пленочными конденсаторами; в качестве индуктивностей используют отрезки полосковых линий.
Рассмотрим цепи усилителя на рис.3,а. Нагрузочная цепь соединяет выход транзистора с нагрузкой усилителя, обычно фидером с волновым сопротивлением Z ф = 50 или 75 Ом. Фидеры работают на согласованную нагрузку (КСВ ≤ 1,1). Требования к цепи следующие: обеспечение расчетного сопротивления r к в диапазоне рабочих частот и фильтрация высших гармонических, обеспечивающая гармоническую форму напряжения на переходе. Значение r к по диапазону меняется слабо. Нагрузочную цепь строят полосовой, неперестраиваемой, по меньшей мере в одном ТВ диапазоне частот. Требование к линейности ФЧХ, равномерности АЧХ и КПД цепи выполняется в этом случае само по себе.
Рис.3. Схемы транзисторных УМК
В рассматриваемой схеме резонансным выполняют контуры L 3 С 3 и L 7 C 7. Второй слабо связан с транзистором малой индуктивностью L 6. Коэффициент включения транзистора в цепь нагрузки:
Приняв добротность нагруженного контура Q н ≈ 3-5, имеем xС ф = xL н + xL к = R ф/ Q ни xL н = p н xС ф. Тогда xL 6 + xL 7 = xС ф; xL 6 = p н2 xС ф.
Согласование низкого входного сопротивления мощного транзистора с сопротивлением источника возбуждения является сложной задачей. Ее решение упрощается, если входной контур, включающий полное входное сопротивление прибора сделать параллельным резонансным (L 3 C 3). Такой контур дает коэффициент трансформации сопротивлений Q н2. Тогда цепь C 1 L 1 C 2 L 2 нагружается на активное сопротивление R вх = Q 2н вх r вх.
Другой вариант нагрузочной цепи (рис.3,б). Требования к цепи те же, что и выше: получение расчетного сопротивления r к в диапазоне рабочих частот и фильтрации высших гармонических, дающей гармоническую форму напряжения на переходе коллектор-база. Данное схемное решение нагрузочной цепи представляет собой последовательное соединение двух Г-звеньев фильтра. Они обращены в сторону генератора емкостями (С 4, С 5), чем обеспечивают хорошее ослабление высших гармонических в нагрузке. Фидерный контур (С 5 WL 4) принимают апериодическим, а его реактивные сопротивления равными между собой на средней частоте диапазона. Нагрузочный контур (С 4 WL 3 С 5) – резонансный. Его нагруженную добротность выбирают небольшой (Q 2 @ 3 - 5). Вносимое в него сопротивление r вн = X 2 C ф/ Z ф. Его трансформируют в требуемое для транзистора сопротивление r к . Сопротивление резонирующего контура, подключенного к транзистору, связано с его параметрами соотношением R Э = р 2н Z xc Q н, где р н - коэффициент включения, равный р н = XC к / Z хс, а характеристическое сопротивление Z хс= XC к + XC ф. Коэффициент трансформации сопротивлений рассматриваемой двухзвенной цепи nR = R ф / r к = (XC ф / XC к)2 = (XC 5 / XC 4)2. Сопротивление емкостей
и 
.
Сопротивления индуктивностей XL к= XC к+ XC ф и XL ф = XC ф. Полоса пропускания контура на уровне –3 дБ равна П= f ср / Q ни его КПД hк = 1 - Q н / Q хх, где Q хх @ 100-200. Когда расчет дает большие значения емкостей конденсаторов C 1и C 2, их можно уменьшить, снизив добротность Q н, если это допустимо. Ограничивает значения Q н снизу требование к форме напряжения на транзисторе. Ухудшение фильтрации высших гармонических напряжения на нагрузке может стать причиной снижения выходной мощности и электронного КПД усилителя. В рассматриваемой схеме легко реализуют требуемые реактивные составляющие сопротивления z к . Когда х к < 0, то на нужную величину меняют емкость конденсатора С к, расстраивая контур в сторону нижних частот. При х к> 0 в разрыв цепи включают нужную индуктивность.
Когда два усилителя связаны между собой цепью, соединяющей коллектор возбуждающего каскада с входным электродом возбуждаемого усилителя, сопротивление источника принимают равным r к возбуждающего каскада.
Напряжение питания коллектора иногда подают в точку соединения индуктивности WL 1, WL 2, где шунтируемое блокировочным дросселем сопротивление z ф » R ф значительно больше, чем малое сопротивление r н (ХL бл³ 10 R ф). Напряжение питания Е к приложено к разделительному конденсатору С бл почти полностью, поскольку его сопротивление утечки много больше сопротивления потерь фидерной линии на постоянном токе.
Входная согласующая цепь. Источник возбуждения представляет здесь генератор напряжения Uв с амплитудой, вдвое большей, чем амплитуда падающей волны во входном фидере, и внутренним сопротивлением, равным волновому сопротивлению фидера. Входное сопротивление согласующей цепи в точках включения источника напряжения должно равняться волновому сопротивлению фидера. Таким образом и здесь необходимо согласовать малое сопротивление r вх с сопротивлением W ф или сопротивлением r к возбуждающего транзистора. СЦ трансформирует входное сопротивление транзистора z вх = r вх + ix вхв нагрузочное сопротивление R ф @ Z ф входного фидера, которое рассматривают как внутреннее сопротивление источника возбуждения. В пределах диапазона частот, как указано выше, коэффициент усиления транзистора и его входное сопротивление меняются в небольших интервалах. Входную цепь строят неперестраиваемой, а изменение коэффициента усиления по диапазону корректируют регулировкой уровня сигнала на входе усилителя. Как и для нагрузочной цепи, во входной необходимо согласовать высокое волновое сопротивление фидера с низким входным сопротивлением транзистора. Аналогично строится и сама цепь. Она включает в себя два контура: апериодический фидерный и резонансный входной. Это позволяет сохранить для входных цепей тот же порядок расчета, что и для выходных.
Во входной цепи транзистора для улучшения временной зависимости коллекторного тока и приближения ее к гармонической принято включать параллельно входу прибора добавочный резистор R доб. Он ослабляет нестационарный процесс при переключении перехода эмиттер-база из запертого состояния в открытое. Обычно входная цепь имеет полное сопротивление много меньше, чем добавочный резистор R доб. Его при проектировании допустимо не учитывать.
Расчет режима цепи. Определим напряжения и токи в элементах схемы линейных цепей. Из расчета режима известно напряжение на одном из конденсаторов цепи. Обозначим его С 1. Достаточно высокая добротность нагруженного контура позволяет найти контурный ток по формуле
I к = UС 1 / XС 1.
Напряжения на индуктивности и второй емкости UL = I к XL и UС 2 = I к XС 2. Во втором случае пренебрегают изменением тока в XС 2, которое обусловлено протеканием в нем тока апериодического контура.
Контурный КПД цепи hк = 1 - Q н / Q хх. Даже при небольших добротностях Q хх » 50-75 потери в контурах не велики, в том числе и во входной цепи, где активная составляющая входного сопротивления мала.
Чувствительность цепи к разбросу параметров элементов. Она возрастает по мере увеличения коэффициента трансформации сопротивлений nR . Если один из конденсаторов цепи становится недопустимо малым, не рекомендуют работать с отношением сопротивлений большим, чем 80 - 100.
Цепи питания. Они являются частью нагрузочных и согласующих цепей. В транзисторных усилителях применяют схемы параллельного питания, что возможно во всех диапазонах вследствие малости нагрузочных сопротивлений твердотельных приборов. Питание базовой цепи мощного транзистора от общего с коллекторной источника может оказаться невыгодным при малом коэффициенте усиления тока. Блокировочные элементы параллельных цепей питания имеют такие значения: XС бл = (0,05 - 0,10) R ф; XL бл = (10 - 20) R Э.