Работа структурной схемы источника вторичного электропитания (ИВЭП)

КУРСОВОЙ ПРОЕКТ

ПО ЭЛЕКТРОНИКЕ

 

 

На тему: Источники вторичного электропитания

 

 

12Вариант.

 

Выполнил: Мясников В. ст. гр. 610-1

 

 

Руководитель:

Хаптаев А.П.

Дата______________

Оценка____________

 

 

Улан-Удэ

2012г

Содержание

Введение…………………………………………………………………………3 1.Работа структурной схемы источника вторичного электропитания (ИВЭП)5

2.Выбор и расчёт схемы ………………………………………………………….6

3.Выбор и расчет трансформатора……………………………………………….8

4.Порядок расчета элементов силовой части преобразователя………………12

5.Расчёт сетевого выпрямителя…………………………………………………14

6.Перечень элементов схемы……………………………………………………16

7.Список использованной литературы…………………………………………17

 

Введение

 

ИВЭП составляют основу всех средств и систем электропитания РЭА. Это устройства, предназначенные для преобразования входной электроэнергии переменного или постоянного тока и обеспечения электропитанием отдельных цепей РЭА. Они могут состоять из блоков питания или комплекта функциональных узлов (субблоков).

Современные электронно-вычислительные машины, устройства автоматики и телемеханики в подавляющем большинстве случаев получают электрическую энергию от сети переменного тока. Однако аппаратуре нужен ток другого вида и качества. Этому и служат источники питания, которые преобразуют сетевой ток и напряжение. При этом они называются вторичными, а сеть переменного тока - первичным источником питания. В ИВЭП осуществляется преобразование входного напряжения в одно или несколько выходных напряжений как постоянного, так и переменного тока.

Состав и конфигурация функциональной схемы обусловлены техническим заданием. ИВЭП содержит наиболее популярные - компенсационные стабилизаторы. Они точны и обеспечивают хорошее подавление пульсаций.

По виду входной энергии ИВЭП можно разделить на источники с переменным и источники с постоянным входным напряжением; по выходной мощности - на микро мощные (до 1 Вт), маломощные (1-10 Вт), среднемощные (10-100 Вт), высоко мощные (100-1000 Вт) и сверхмощные (свыше 1000 Вт) источники. ИВЭП могут иметь разное количество выходных напряжений.

Задачей данного курсового проекта является проектирование источника вторичного электропитания (ИВЭП). В ходе выполнения должны быть приобретены навыки анализа электронных схем, их расчета, выбора необходимой элементной базы, разработки конструкции простых однослойных печатных плат.

 

 

Задание

12 Вариант.

Таблица 1. Исходные данные.

Напряжение фазы питающей сети UФ, В
Частота тока питающей сети fс, Гц
Число фаз сети, m
Пульсность сетевого выпрямителя р
Относительное изменение напряжения питающей сети: в строну увеличения, аmax уменьшения, аmin	0,1   0,15
Частота преобразования fn, кГц
Uo, B
Io max, A
Io min, A
Нестабильность выходного напряжения при изменении питающей сети δ, %
Амплитуда пульсаций выходного напряжения Uвых m, В	0,2

 

Работа структурной схемы источника вторичного электропитания (ИВЭП)

 

Рис1 Структурная схема ИВЭП с бестрансформаторным входом

На рис. В1 – входной сетевой выпрямитель напряжения;

Ф1 – входной сглаживающий фильтр;

Пр – импульсный преобразователь напряжения (конвертор);

СУ – схема управления.

 

Конвертор ИВЭП с бестрансформаторным входом строится в основном на базе регулируемых транзисторных преобразователей. Транзисторы в преобразователе работают в режиме переключателя так, что большую часть периода преобразования они находятся в режиме отсечки или насыщения этим объясняется высокие энергетические показатели источников с импульсным регулированием. Повышение частоты преобразования позволяет уменьшить объем и массу электромагнитных элементов и конденсаторов, и тем самым улучшить удельные массо-объёмные показатели.

В стабилизирующих ИВЭП, как правило, применяют широтно-импульсный (ШИМ) способ регулирования, при котором период коммутации постоянен, а время нахождения транзистора в области насыщения изменяется.

Схема управления содержит следящий делитель с коэффициентом передачи К_Д ≤1, усилитель сигнала ошибки К_У>>1 и широтно-импульсный модулятор К_ШИМ>>1. Произведение К_Д* К_У* К_ШИМ называют петлевым коэффициентом усиления, который определяет нестабильность выходного напряжения U₀.

 

Выбор и расчёт схемы

2.1 Определяем максимальную выходную мощность преобразователя:

 

Р₀=U₀*I_0MAX

Р₀=24*16=384 Bт

 

2.2 Определяем номинальное входное напряжение минимальное, максимальное и значение входного напряжения преобразователя:

 

U_C=U_Ф=127 В,

 

U_ВХМАХ= *U_С*(1+а_МАХ+к_А/2),

U_ВХМАХ= *127*(1+0,1+0,05/2)=202,05 В,

 

U_ВХМIN= *U_С*(1-а_МIХ-к_А/2),

U_ВХМIN= *127*(1-0,15-0,05/2)=148,17 B,

 

U_ВХ= *U_С*(1-к_А/2),

U_ВХ= *127*(1-0.05/2)=175,11 B.

 

2.3 По найденным значениям Р₀ и U_ВХ с помощью графика рис. 2 выбираем схему преобразователя:

Так как шкала логарифмическая, то считаем логарифмы Р₀ и U_ВХ:

Lg 384≈2,58

Lg 175,11≈2,24

Согласно графика рис.2 выбираем схему преобразователя рис.3

Согласно графика рисунка 2 и с учётом рекомендаций приведённых в методичке, выбираем схему №6.

 

В этой схеме при открытом транзисторе VT1 дроссель L₁ подключён к источнику питания, а напряжение на первичной обмотке трансформатора W₁ равно напряжению на конденсаторе С₁. Диод VD1 закрыт и к обмотке дросселя L₂ приложено напряжение вторичной обмотки трансформатора W₂. При запирании транзистора VT1 энергия, накопленная дросселем L₁, идёт на заряд конденсаторов С₁,С₂ и перемагничивание трансформатора Т₁. Энергия, накопленная дросселем L₂, передаётся через диод VD1 в нагрузку. Отличительной особенностью данной схемы является перемагничивание трансформатора по частному симметричному циклу петли гистерезиса. Это позволяет уменьшить габариты трансформатора по сравнению с другими рассмотренными типами однотактных преобразователей. Синфазность изменения э.д.с. обмоток трансформатора и дросселей позволяет объеденить эти элементы в один конструктивный узел.

 

3.4. Для схемы №6 задаёмся максимальным значением:

g_max=0,5

3.5 Определяем амплитудные значения э.д.с. первичной U_1m и вторичной U_2m обмоток трансформатора преобразователя в функции напряжения первичной сети U_вх и мощности нагрузки Р₀. При это задаём:

U_кэ.нас=2,5 (В) – напряжение коллектор – эмиттер регулирующего

транзистора в режиме насыщения;

U_пр.VD=U_пр.VD1= U_пр.VD2=1 (В) – падение напряжения на диоде в открытом

состоянии;

DU₁=0,02U_вх – падение напряжения на активном сопротивлении

первичной W₁ обмотки трансформатора;

DU₂=0,02U₀ – падение напряжения на активном сопротивлении вторичной

W₂ вторичной обмотки трансформатора;

DU_L=DU_L2=0,05U₀=0,05×24=1,2 (B);

DU_L1=0,02U_вх=0,02× 175,11 =3,5 (В) – падение напряжения на активном сопротивлении дросселя L, L₁, L₂.

U_1m= U_вх.min- U_кэ.нас-DU₁-DU_L1

U_1m= 148,17 -2,5-3,5-3,5=138,67 (B)

U_2m=(U₀+U_пр.VD1+DU₂)(1-g_max)/g_max

U_2m=(24+1+0,48)(1-0,5)/0,5=25,48 (B)

3.6. Определяем требуемый коэффициент трансформации n₂₁ трансформатора:

 

n₂₁= U_2m/ U_1m

n₂₁=25,48/138,67=0,18

3.7. С помощью выбранной схемы №6 преобразователя определяем g_min:

 

g_min= U₀/(n₂₁×U_вх.max+U₀)

g_min =24/(0,18×202,05+24)=0,39

Так как g_min =0,39>0,15 то устройство реализуемо.

3.8. Определяем критическую индуктивность L_кр1 и L_кр2 в схеме №6.

Принимаем: L_кр1= L₁ и L₂= L_кр2.

L_кр1= U_вх(1- g_min)/ (2× n₂₁×f_п×I_0min)

L_кр1= 175,11 (1-0,39)/(2×0,18×40*10³×3)=2,472 (мГн)

L_кр2=U₀(1- g_min)/ (2×f_п×I_0min)

L_кр2=24(1-0,39)/(2×40*10³×3)=0,061 (мГн)

3.9. Определяем значение g:

 

g= U₀/(n₂₁×U_вх+U₀)

g= 24/(0,18× 175,11 +24)=0,432

Полученные при выборе преобразователя данные, необходимые для дальнейших расчётов схемы заносим в таблицу №1.

Таблица №1

g	gmin	gmax	n21	U1m, В	U2m, В	L1, мГн	L2, мГн
0,432	0,39	0,5	0,18	138,67	25,48	2,472	0,061

 

4. Выбор и расчёт трансформатора

Трансформатор является одним из основных элементов преобразователя, во многом определяющим его энергетические и массо-объёмные показатели. Принципиально трансформаторы преобразователей могут быть выполнены на любом магнитопроводе. Для трансформатора схемы №6 преобразователя используются как разрезные, так и замкнутые магнитопроводы.

4.1. Определяем действующее значение токов первичной I₁ и вторичной I₂ обмоток трансформатора:

 

I₁= n₂₁× I_0max

I₁=0,18×16×

I₂= I_0max×

I₂=16×

4.2. Определяем произведение поперечного сечения стержня на поперечное сечение окна S_ст×S_ок:

При этом задаёмся:

· коэффициентом заполнения медью окна магнитопровода k=0,35;

· приращением магнитной индукции DВ на частоте преобразования (для наиболее часто применяемых материалов М2000НМ-1 и 2500НМС-1) - DВ=0,2 (Тл);

· h - коэффициент полезного действия преобразователя h=0,8;

· плотность тока i в обмотках трансформатора i=5´10⁶ (А/м²)

 

Габаритная мощность трансформатора:

 

Р_Г=U_2m×I₂×g_max(1+h)/(2h)

Р_Г=25,48×16×0,5(1+0,8)/(2×0,8)=229,32 (Вт)

f_п/P_Г=40000/229,32=174,43 (Гц/Вт)

Отсюда следует, что плотность тока i=5´10⁶ (А/м²)

 

 

S_ст×S_ок=2U_1m×g_max×I₁/k_ok×j×f_п×DВ

S_ст×S_ок=2×138,67×0,5×2,88/0,35×5×10⁶×40×10³×0,2=0,028×10^-6 м⁴=2,8 см⁴

4.3. По известному произведению S_ст×S_ок выбираем тип магнитопровода и уточняем его параметры:

Для данной схемы применяем разрезной магнитопровод, наибольшее применение нашли броневые, ферритовые магнитопроводы.

Тип магнитопровода и его параметры по таблице:

Тип магнитопровода Ш12х15 I=30 H=21

L=42 B=15 h=15 I₀=12

S_ст×S_ок=4,86см⁴=4,86×10^-8 м⁴

Марка феррита 3000НМС - S_ст=1,8 см²=1,8×10^-4м² L_ср=97 мм

Марка магнитопровода М_ф=46´2Г

Рисунок 4. Тип магнитопровода.

 

4.4. Определяем число витков первичной W₁ и вторичной W₂ обмоток трансформатора:

W₁=g_max×U_1m/S_ст×DB×f_п

W₁=0,5×138,67/1,8×10^-4×0,2×40×10³=48,15

Принимаем W₁=49 витков

W₂=W₁×n₂₁

W₂=48,15×0,18=8,66

Принимаем W₂=9 витков

4.5. Определяем поперечное сечение провода первичной q₁ и вторичной q₂ обмоток трансформатора.

По приложениям в методичке выбираем стандартный провод, имеющий ближайшее большее значение поперечного сечения. Производим пересчёт поперечного сечения провода с учётом изоляции (q₁^¢; q₂^¢).

Обмоточные провода обозначаются следующим образом: сначала буквами указываются марка провода, определяющая тип изоляции (материал, толщину, термостойкость, пробивное напряжение), а далее цифрами указывается диаметр провода без изоляции в миллиметрах (чистый диаметр проводника).

Выбор проводника:

q₁=I₁/j

q₁=2,88/5×10⁶=0,57 ×10^-6 (м²)

Так как ток I₁=2,88>3 (A), то выбираем провод ПЭТВ – провод медный, с эмалевой изоляцией.

q₂=I₂/j

q₂=16/5×10⁶=3,2×10^-6 (м²)

Так как ток I₂=16>5 (A), то выбираем провод ПСК – провод медный, изолированный эмалью и одним слоем из натурального шёлка.

Выбираем поперечное сечение без учёта изоляции:

q₁=0,57×10^-6×10⁶=0,57 (мм²)

q₂=3,2×10^-6×10⁶=3,2 (мм²)

Выбираем провод площадью поперечного сечения

а) ПЭТВ 0,86: 0,5709 (мм²) – диаметр меди равен 0,86 (мм)

диаметр с изоляцией равен 0,95(мм)

R_пог=0,0297 Ом×м

б) ПСК 2,02: 3,205 (мм²) – диаметр меди равен 2,02 (мм)

диаметр с изоляцией равен 2,32(мм)

R_пог=0,0106 Ом×м

Пересчитываем q₁ и q₂ с учётом изоляции:

 

q₁=pd²/4=3,14×0,95²/4=0,708(мм²)

q₂=pd²/4=3,14×2,32²/4=4,23(мм²)

4.6. По известным значениям q₁, q₂, W₁, W₂, S_ок необходимо проверить условие размещения обмотки в окне магнитопровода:

 

(q₁W₁+q₂W₂)/ S_ок<k_ok

(0,708×49+4,23×9)/2,7×10²£0,35

0,27£0,35

S_ок=4,86/1,8=2,7 см²=2,7×10² мм²

Так как условие соблюдается, обмотка разместится в окне магнитопровода.

 

 

5. Порядок расчёта элементов силовой части

5.1. Исходя из заданного значения амплитуды пульсации выходного напряжения U_вых.m, определяем требуемое значение (пульсации) выходной ёмкости С_н:

С_н=U₀(1-g_min)/(16f²_п∙L₂∙U_вых.m)

С_н=24(1-0,39)/(16∙(40∙10³)²∙0,061∙10^-3∙0,2)=0,047*10^-3 (Ф)=47 (мкФ)

По этим данным выбираем стандартный конденсатор при условии что:

U_раб≥1,5U₀≥36 (B)

Конденсатор К50-35-47(мкФ)-40(В) + 2,4%

Для конденсаторов К50-35 указана амплитуда переменной составляющей пульсирующего напряжения в вольтах:

U_f=U_f50∙k

U_f=0,06∙2,5=0,15 (B),

где U_f40 – амплитуда переменной составляющей пульсирующего

напряжения на частоте 40 (Гц) при температуре t=40˚С;

k – коэффициент снижения амплитуды переменной составляющей

напряжения пульсаций, но он зависит от частоты(определяем по зависимости коэффициента снижения амплитуды переменной составляющей пульсирующего напряжения от частоты из методички).

Для схемы рисунка 6 при определении значения емкостей конденсаторов С1 и С2 следует задаться значениями

Затем по таблицам П.4, 5. или по справочнику [3], [11] выбираем с учетом вышеизложенных рекомендаций стандартные конденсаторы, при этом следует иметь в виду, что Uc1раб = Uc2раб>1,5U0= 24∙1.5=36 (В)

C₁= =(175,11 ∙0,5∙16∙0,18)/(2∙ 148,17 ∙40000∙36)=

=0,6 (мкФ)

C₂= =(0,5 ∙16)/(40000∙36)=5,55 (мкФ)

Выбираем конденсаторы

C₁ – К-50-35-1(мкФ)-160(В) + 0,5%

C₂ – К-50-35-6,8(мкФ)-160(В) + 0,5%

 

5.2. Определяем приращение тока дросселя (для схемы №6 ΔI_L1, ΔI_L2):

 

ΔI_L1=g_min∙U_вх.max/(f_п∙L₁)

ΔI_L1=0,39∙ 202,05 /40000∙0,002472=0,79 (A)

ΔI_L2=U₀(1-g_min)/(f_п∙L₂)

ΔI_L2=24(1-0,39)/40000∙0,000061=6 (A)

5.3. По ранее выбранному значению к.п.д. преобразователя определяем значение максимального тока коллектора I_к1max транзистора VT1:

I_к1max=U₀∙I_0max/(h∙U_вх.min)+ΔI_L1/2+(I_0max+ΔI_L2/2)∙n₂₁

I_к1max=24∙16/(0,8∙ 148,1 )+0,79/2+(16+6/2)∙0,18=7,05 (A)

5.4. Определяем максимальное значение напряжения на закрытом транзисторе:

U_кэ1max=U_вх.max/(1-g_min)

U_кэ1max= 202,05 /0,61=331,23 (B)

4.5. По вычисленным значениям I_к1max, U_кэ1max и заданной частоте преобразования f_п выбираем тип транзистора:

Необходимо чтобы U_кэmax≥1,2U_кэ1max I_к≥ I_к1max

U_кэmax=1,2∙331,23 =397,5 (В) I_к=7,05 (A)

Определяем время спада:

t_сп=(0,1/ f_п)

t_сп=0,1/40000=2,5∙10^-6 с

Напряжение база-эмиттер напряжения принимаем равным U_бэ.нас≈0,8 (В)

Задаёмся коэффициентом насыщения k_нас=1,2.

 

Выбираем транзистор 2Т812Б n-p-n

Данные транзистора → I_к=10 (А); U_кэ.max=500(B); P_к.max=50 (Вт)

I_кmax=17 (A); U_кэ.нас=2,5 (В); n₂₁=25; t_c.пас=1,3с (мкс)

Определяем время включения и выключения транзистора:

 

t_выкл=t_расп+t_сп=1,3∙10^-6+2,5∙10^-6=3,8∙10^-6 с

t_вкл=t_сп=2,5∙10^-6 с

где t_расп – время рассасывания не основных носителей в

полупроводниковой структуре;

t_сп – время спада.

 

5.6. Определяем максимальное значение мощности P_к, рассеиваемой транзистором:

 

P_к=I_0max∙n₂₁∙U_кэ.нас∙g_max+0,5f_п∙U_кэ1max∙I_к1max(t_вкл+ t_выкл)+g_max∙ k_нас∙U_бэ.нас∙I_к1max/h_21min

P_к=(16∙0,18∙2∙0,5+20000∙331,23∙7,05 (3,8∙10^-6+2,5∙10^-6)+0,5∙1,2∙0,8∙7,05)/25=

=12 (Вт)

Убеждаемся в возможности использования выбранного транзистора по мощности при заданной температуре окружающей среды из условия Р_к.max>1,2P_к (50>14,4). Условие соблюдается, значит можно использовать данный транзистор.

 

5.7. Определяем параметры диода VD1:

 

I_VD1max=U₀∙I_0max/(h∙U_вх.min)+(ΔI_L1/2)/n₂₁+I_0max+ΔI_L2/2

I_VD1max=24∙16/(0,8∙ 148,17 )+(0,79/2)/0,18+16+6/2=24,44 (A)

U_VD1max=U_вх.max∙n₂₁/(1-g_min)

U_VD1max=36,36/0,61=59,6 (B)

По данным выбираем диод VD1 c его характеристиками:

 

Тип диода – 2Д2997Б

Его характеристики – U_обр.max=100 (B); I_{пр.ср.max}=30 (A)

I_пр.уд=30 (А); f_пред=100 (кГц)

5.8. Определяем мощность выбранного диода P_VD1:

P_VD1=I_VD1∙U_пр(1-g_min)+f_п∙U_VD1max∙I_VD1max∙0,01/f_пред

P_VD1=0,6∙16/(1-0,39)+40000∙59,6∙24,44∙0,01/100∙10³=21,5 (Вт)

 

5.9. Определяем коэффициент передачи в контуре регулирования:

Задаёмся значением – δ=0,03.

 

K_ос=(U_вх.max-U_вх.min)/U_вх∙δ-1

K_ос=( 202,05 - 148,17) / 175,11 ∙0,03-1=9,25

6. Расчёт сетевого выпрямителя.

6.1. На основании своего варианта задания выбираем схему сетевого выпрямителя.

Так как по заданию число фаз равняется 1, то выбираем сетевой выпрямитель представленный на рисунке 3.8.а в методичке.

Рисунок 5. Сетевой выпрямитель.

 

6.2. Находим среднее значение тока, потребляемое от сетевого выпрямителя:

 

I_вх=n₂₁∙I_0max∙g_0max

I_вх=0,18∙16∙0,5=1,44 (A)

6.3. Определяем требуемые параметры вентилей:

Параметры:

· Средний выпрямительный ток I_в.ср=I_вх/2=0,72 (А);

· Импульсное обратное напряжения U_обр.н=U_вх.max= 202,05 (B);

· Рабочая частота диода f₀=2f_c=2∙60=120 (Гц).

Из справочника выбираем диоды для выпрямителя исходя из условий:

 

I_пр.ср.≥I_в.ср.; U_обр.max≥U_обр.н.; f_пред≥f₀

Выбираем диод 2Д220 А – U_обр.max=400 (B);

I_пр.ср=3 (A);

I_пр.уд=60 (А);

f_пред=20 (кГц).

6.4. Для выбранного типа диода выписываем максимальное значение тока при работе на ёмкость и рассчитываем величину резистора и потребляемую мощность:

R_огр= U_вх.max/I_пр.уд=202,05/60=3.36 (Ом)

По справочнику выбираем тип резистора R_огр при условии: R_огр<U_c/I_вх=127/1,44=88,2 (Ом)

P= R_огр * I_вх ²=3.36*2.07=7Вт

Выбираем резистор С2-23-10-6,2Ом±5%

6.5. Приняв k_a=0,1 находим величину ёмкости сглаживающего фильтра С_ф:

Udm=Uc* ;

Udm=127* =179,6 B

С_ф=U_вх∙I_вх(2π/р-arccos(1-k_a))/π∙f_c∙U²_dm∙k_a(2- k_a)

С_ф= 175,11 ∙1,44(2∙3,14/2-arccos(1-0.1))/3.14∙60∙179,6²∙0,1(2- 0,1)=58 мкФ

 

6.7Определяем конденсатор:

При условии:

Сном>Сф;

100>58;

Uном≥к_з*U_ВХМАХ;

250≥1,2*202,05;

250≥242,46

Конденсатор К50-35-100-250

 

 

7. Заключение

Составляем принципиальную схему рассчитанного устройства и перечень элементов.

 

 

Позиц. обозн.	Наименование	Кол	Примечания
	Диоды
VD1	Тип 2Д2997Б	1
	Конденсатор
Сн	К50-35-47(мкФ)-40(В) + 2,4%	1
С1	К-50-35-1(мкФ)-160(В) + 0,5%	1
С2	К-50-35-6,8(мкФ)-160(В) + 0,5%	1
	Транзистор
VT1	2Т812Б	1
Т1	Трансформатор
	Ферритовый магнитопровод 3000НМС Ш12х15
W1	Обмоточный провод ПЭТВ 0,86		Первичная обмотка
W2	Обмоточный провод ПСК 2,02		Вторичная обмотка
	Конденсаторы
Сф	К50-35-100-250	1
	Резистор
Rогр	С2-23-10-6,2Ом±5%	1
	Диоды
VD2	Тип 2Д220 А	4
	Дроссели
L1	L= 2,472мГн	1
L2	L= 0,061 мГн	1

Список использованной литературы:

 

 

1. Березин О.К., Костиков В.Г. Шахнов В.А. Источники электропитания радиоэлектронной аппаратуры. - М.: «Три Л», 2000.-400с.

2. Электропитание устройств связи: Учебник для вузов / А.А. Бокуняев, В.М. Бушуев, А. С. Жерненко. Под ред. Ю.Д. Козляева. - М.: Радио и связь,1998.-328с.:ил.

3. Конденсаторы оксидноэлектрические К560-24…К50-53. Справочник.-Спб.: Издательство РНИИ «Электростандарт»,1996,208 с.:ил.

4. Прянишников В. А. Электроника: Курс лекций. – Спб.: Корона принт,1998. -400с.

5. Полупроводниковые приборы.Диоды выпрямительные, стабилитроны,тиристоры: Справочник/ А.Б. Гитцевич, А. А. Зайцев, В.В. Мокряков. Под ред. А. В. Гомомедова. – М.КубК-а,1996.-528с.

6. Электромагнитные элементы радиоэлектронной аппартуры: Справочник/ Ю.С. Русин, И.Я.Гликман, А.Н. Горский. – М.: Радио и связь,1991.-224с.

7. Перельман Б. Л. Полупроводниковые приборы. Справочник. «СОЛОН», «МИКРОТЕХ»,1996 г. -176с.:ил.